一種混合交錯式高增益DC/DC 變換器*

鹿 陽，張文興

(1.包頭鐵道職業(yè)技術(shù)學院鐵道機車車輛系，內(nèi)蒙古 包頭 014060；2.內(nèi)蒙古科技大學機械工程學院，內(nèi)蒙 古包頭 014010)

隨著智能電網(wǎng)、儲能系統(tǒng)和分布式發(fā)電等應(yīng)用不斷發(fā)展，太陽能光伏、電池和燃料電池等分布式能源的需求變大。然而與新興應(yīng)用所需的電壓水平相比，分布式發(fā)電單元的輸出具有相對較低的電壓水平[1-3]。因此，為滿足分布式發(fā)電系統(tǒng)的并網(wǎng)，高效的高增益DC-DC 變換器顯得尤為重要。

對此，前級采用傳統(tǒng)Boost 電路的級聯(lián)式DC/DC變換器得到廣泛應(yīng)用[4-7]。但值得注意的是該類變換器受到極端占空比的影響，功率器件承受高電壓應(yīng)力和反向恢復(fù)損耗。為了克服上述占空比帶來的不利影響，學者提出了諸多單開關(guān)管DC/DC 變換器，其中包括開關(guān)電容/開關(guān)電感技術(shù)[8]和電壓倍增電路等[9]。然而，上述方案需要多個單元級聯(lián)實現(xiàn)高電壓變換，從而導(dǎo)致結(jié)構(gòu)復(fù)雜。

采用倍壓單元以提升變換器的電壓增益是目前研究較多的方案。該方案通過將原有電路拓撲與倍壓模塊，或者將多個倍壓模塊級聯(lián)再與原電路拓撲級聯(lián)以獲得較高的電壓增益[10-11]。但存在顯著的缺點:①開關(guān)管電壓應(yīng)力較高；②倍壓模塊多采用開關(guān)電容單元導(dǎo)致調(diào)節(jié)范圍較小，且只能整數(shù)倍輸出，限制應(yīng)用場合。另外，學者采用耦合電感作為上述方案的替代技術(shù)以提升非隔離式DC-DC 變換器電壓增益[12-14]。其優(yōu)點為耦合電感式升壓變換器可以在無極端占空比的情況下提供高電壓增益，其拓撲結(jié)構(gòu)相對簡單。此外，該類方案可以減少開關(guān)管電壓壓力，并允許使用低電壓應(yīng)力的高性能半導(dǎo)體器件[15-20]。然而，該類變換器的主要缺點是:①漏感能量難以回收，導(dǎo)致系統(tǒng)損耗難以優(yōu)化；②較大的輸入電流紋波造成開關(guān)管存在嚴重的電壓尖峰。為消除電流紋波，交錯式變換器作為其有效解決方案，并在高功率場合得到應(yīng)用。該類方案可減少無源元件體積提升功率密度，最大限度地減少電流紋波，并改善瞬態(tài)響應(yīng)。然而，傳統(tǒng)交錯式升壓變換器的電壓增益有限。

針對上述方案的不足，本文提出一種混合交錯式高增益DC/DC 變換器。值得注意的是所提結(jié)構(gòu)將次級側(cè)的半橋整流單元堆疊至初級側(cè)，這種堆疊結(jié)構(gòu)將擴大電壓增益并分散器件的電壓應(yīng)力，同時可以采用較低的匝數(shù)比來實現(xiàn)高的增益，從而減少耦合電感的銅損耗和漏電感。此外，一次側(cè)交錯式結(jié)構(gòu)可有效消除耦合電感的電流紋波。

1 所提變換器

1.1 結(jié)構(gòu)分析

圖1 示出了所提混合交錯式高增益DC/DC 變換器拓撲結(jié)構(gòu)。該變換器采用了兩個耦合電感器L1和L2，其初級和次級的匝數(shù)相同。兩個耦合倍壓單元是一個二端口網(wǎng)絡(luò)，根據(jù)開關(guān)的不同時序結(jié)合電容和電感的狀態(tài)，以提升變換器整體增益。相較于文獻[15]，耦合電感的初級繞組n1p和n2p并聯(lián)，以共享低壓側(cè)的大輸入電流，并耦合到其相應(yīng)的次級繞組ns1和ns2。初級和次級繞組用“+”和“-”表示。二次繞組在高壓側(cè)是串聯(lián)的，以實現(xiàn)繞組耦合配置，以提升電壓增益。變換器的輸出電壓是由電容C1、C2和二極管D1、D2形成的原邊電壓和耦合電感二次繞組電壓的疊加。其中，無橋升壓整流器由C3、C4和二極管D3、D4構(gòu)成。

圖1 所提變換器拓撲結(jié)構(gòu)

耦合電感可由一個具有確定匝數(shù)比的理想變壓器等效替代[10]。理想變壓器的初級繞組與勵磁電感Lm1、Lm2并聯(lián)，然后與漏電感Lk1、Lk2串聯(lián)。S1、S2是變換器的主電源開關(guān)。功率二極管D1、D2作為鉗位二極管，C1、C2為鉗位電容。Vin，Vo分別為輸入和輸出電壓。

為了簡化分析，本文做出以下假設(shè):

①半導(dǎo)體器件均為理想器件，無寄生參數(shù)；

②電容器C1、C2、C3和C4足夠大，其兩端電壓可視作常數(shù)；

③耦合電感器的匝數(shù)比N等于n2/n1，耦合系數(shù)k表示Lm/(LLK+Lm)，LLK為漏感值。

1.2 模態(tài)分析

所提變換器的使用范圍限于①連續(xù)電流模式(Continuous Current Mode，CCM)運行，②電阻性負載下運行。圖2 示出了變換器在一個開關(guān)周期內(nèi)的穩(wěn)態(tài)波形，并且在穩(wěn)態(tài)運行期間，占空比D高于0.5。圖3示出了在一個開關(guān)周期內(nèi)每個運行階段對應(yīng)的等效電路和電流流動路徑。詳細的模態(tài)分析如下:

圖2 一個開關(guān)周期內(nèi)的穩(wěn)態(tài)波形

圖3 各模態(tài)等效電路

圖2 中，Vds1和Vds2分別為開關(guān)管S1和S2兩端電壓。iLk1和iLk2分別為兩個電感的漏電流，Vgs1和Vgs2分別為開關(guān)管S1和S2的驅(qū)動電壓。

模態(tài)1:[t0-t1，如圖3(a)所示]:在t0前，主開關(guān)S1斷開，S2導(dǎo)通。二極管D2和D3反向偏置，而D1、D4正向偏置。輸入電壓對勵磁電感Lm2和漏感Lk2充電。因此，電容C4由ns2的感應(yīng)電壓充電。漏感器能量Lk1釋放到電容器C2。

模態(tài)2:[t1-t2，如圖3(b)所示]:S1和S2在t1時導(dǎo)通。所有的二極管均為反向偏置，負載分別由電容C1、C2、C3和C4供電。耦合電感由輸入電壓Vin充電，并線性增長。

模態(tài)3:[t2-t3，如圖3(c)所示]:t2時，開關(guān)管S2關(guān)閉。此時，S2漏源電壓上升至電容電壓Vc1，這使得二極管D1導(dǎo)通。Lk1能量釋放到電容C1。該階段，耦合電感L1作為濾波電感，L2作為變壓器。因此，電容C3由ns1的感應(yīng)電壓充電。

模態(tài)4:[t3-t4，如圖3(d)所示]:開關(guān)管S2的門控信號在t3時刻施加。此時，通過二極管D3的電流達到峰值并開始下降，二極管的電流下降速度由漏電感Lk1和Lk2控制。

模態(tài)5:[t4-t5，如圖3(e)所示]:該階段與第2階段類似，所有的電源開關(guān)管均開通，所有的電源二極管都反向偏置。負載分別由電容C1、C2、C3和C4提供。耦合電感被輸入電壓源線性充電。

模態(tài)6:[t5-t6，如圖3(f)所示]:在t5，開關(guān)管S1關(guān)閉，二極管D1變成正向偏壓。新的開關(guān)周期以類似的方式周而復(fù)始。

2 穩(wěn)態(tài)分析

2.1 電壓增益分析

由于耦合電感假定為無漏電感的理想器件。因此，當任一主開管關(guān)閉時，電源開關(guān)管和電容器C1、C2的電壓應(yīng)力分別為:

式中:Vds1和Vds2分別為開關(guān)管S1和S2的電壓應(yīng)力。Vc1和Vc2分別為電容C1和C2兩端電壓應(yīng)力。

當任一個初級開關(guān)管打開或關(guān)閉時，輸出電容C3和C4從耦合電感初級側(cè)充電實現(xiàn)能量轉(zhuǎn)換。因此，電壓Vc3和Vc4可由下式得到:

式中:N為耦合電感初級與次級的匝比，Vc3和Vc4分別為電容C3和C4兩端的電壓應(yīng)力。

因此，所提DC/DC 變換器的輸出電壓Vout可由所有輸出電容電壓的總和表示，則有:

聯(lián)立式(1)～式(3)可得，所提DC/DC 變換器的電壓增益MV為:

該變換器可以調(diào)整耦合電感匝數(shù)比N以實現(xiàn)所需的電壓增益，而無需在極端占空比條件下運行。圖4 示了電壓增益與占空比和匝數(shù)比的關(guān)系曲線。

圖4 電壓增益、匝比和占空比的關(guān)系曲線

2.2 電壓應(yīng)力分析

忽略電容兩端的電壓紋波，主開關(guān)管的電壓應(yīng)力相同，并且可由下式計算:

二極管D1、D2上的電壓應(yīng)力是電容器C1和C2的電壓應(yīng)力之和，則二極管的電壓應(yīng)為:

此外，功率二極管D3和D4的電壓應(yīng)力是電容器C3和C4上的電壓之和，則可由下式計算:

功率開關(guān)管S1、S2和功率二極管D1、D2的電壓應(yīng)力隨著耦合電感匝數(shù)比的增加而降低。相反，二極管D3、D4的電壓應(yīng)力隨著匝數(shù)比的增加而增加，其結(jié)果如圖5 所示。

圖5 匝數(shù)比和功率器件電壓應(yīng)力關(guān)系

3 實驗驗證

為了驗證所提變換器上述理論分析的正確性，本文搭建了一個12 V 輸入、120 V 輸出，且額定功率為100 W 的實驗樣機進行性能測試。變壓器在此次實驗中僅為隔離，匝比并非關(guān)鍵因素。開關(guān)管S1 和S2的型號為WSF09N20，二極管型號為FFD10UP20S。表1 列出了該變換器的實驗參數(shù)。以下實驗結(jié)果均在12 V 輸入電壓的滿負荷條件下測量。

表1 樣機參數(shù)

圖6 示出了開關(guān)管S1和S2的驅(qū)動信號和兩端電壓應(yīng)力，其結(jié)果與圖2 和1.2 節(jié)模態(tài)分析一致。另外，圖7 示出了開關(guān)管的電流和電壓應(yīng)力。可以看出，開關(guān)管的電壓應(yīng)力為27 V，該電壓幅值是輸出電壓的四分之一。因此，所提DC/DC 變換器拓撲結(jié)構(gòu)允許低額定值設(shè)備使用，可減少傳導(dǎo)損耗和制造成本。根據(jù)模態(tài)分析可知，D1和D2完全相同。因此圖8 僅示出了二極管D1的電壓和電流波形。當任何一個主開關(guān)管關(guān)閉時，二極管D1、D2導(dǎo)通，漏感能量釋放至電容C1、C2。二極管充當無源箝位電路，用于限制由于漏感能量引起的開關(guān)電壓偏移。可以看出，二極管均自然關(guān)閉，沒有反向恢復(fù)問題。值得注意的是二極管的電壓應(yīng)力遠小于輸出電壓。圖9 為二極管D3、D4的電壓波形。二極管的電壓應(yīng)力為63 V，也低于輸出電壓的125 V，這進一步證實了變換器具備較低的電壓應(yīng)力分布。

圖6 開關(guān)管驅(qū)動信號與漏源電壓

圖7 主開關(guān)管漏源電壓與電流

圖8 二極管D1 兩端電壓與電流波形

圖9 二極管D3 和D4 兩端電壓波形

圖10 示出了漏感電流即耦合電感器初級電流和輸入電流。由于勵磁電感和反射二次繞組電流，導(dǎo)致耦合電感初級電流較大。然而，本文由于交錯的拓撲結(jié)構(gòu)，輸入電流的紋波幅度較小。在整個開關(guān)周期內(nèi)，輸入電流是連續(xù)的。

圖10 輸入電感與漏感波形

圖11 示出了該變換器和文獻[8]的測量效率。由圖11 可知，本文輸出功率為80 W 時，最大效率為95.9%。在140 W 的滿負荷下，變換效率為95.4%；其中變換器的主要損耗來源于開關(guān)損耗和磁件磁損。相較于文獻[8]，本文在輕載下效率略低于文獻[8]，在額定輸出功率下，最大效率高于文獻[8]。

圖11 效率曲線

4 結(jié)語

本文介紹了一種新型高升壓比混合交錯式DC/DC 變換器，其一次側(cè)和二次側(cè)均基于半橋-倍增電路而設(shè)計。此外，耦合電感的匝數(shù)比可以調(diào)整以繼續(xù)擴大電壓增益。交錯結(jié)構(gòu)允許電流共享并減少元件的電流壓力。疊加的拓撲結(jié)構(gòu)分配了功率器件的電壓壓力，因此可以利用較低的額定電壓器件來減少傳導(dǎo)損耗。值得注意的是耦合電感的漏感能量可回收至輸出側(cè)。詳細介紹和分析了電路的工作原理和增益推導(dǎo)。最后，本文搭建了100 W 的實驗樣機，其結(jié)果證實了所提DC/DC 變換器拓撲應(yīng)用于高升壓比場合的有效性和可行性。