一種應(yīng)用于光伏發(fā)電的混合式高增益變換器*

夏德印，張 賽，軒建舉，楊國杰

(1.許昌電氣職業(yè)學院電氣工程系，河南 許昌 461000；2.許繼電源有限公司，河南 許昌 461000)

目前多數(shù)國家，化石燃料仍作為主要能源消費，因而造成的影響包括環(huán)境污染、溫室氣體排放和氣候變化。因此，為了減少上述問題，同時提高發(fā)電的可靠性和靈活性，可再生能源可以被視為合適的替代品[1]。不幸的是，可再生能源的輸出電壓等級低且可變，因此它們無法提供足夠的直流電壓連接到電網(wǎng)[2-4]。因此，有必要在可再生能源和電網(wǎng)之間使用高升壓DC-DC 變換器，以提高可再生能源的輸出電壓水平[5]。

然而，傳統(tǒng)的Boost 變換器雖具備結(jié)構(gòu)簡單、元件數(shù)量少、成本低以及連續(xù)導(dǎo)通模式下無脈沖輸入電流等優(yōu)勢，但由于其電壓增益限制，不適合高輸出電壓的應(yīng)用場合[6]。此外，若需要高占空比才能達到高電壓增益，這會導(dǎo)致傳導(dǎo)損耗增大、反向恢復(fù)問題和電磁干擾等[7-8]。

近期，許多學者呈現(xiàn)出了多種不需要高占空比就能獲得高電壓增益的升壓技術(shù)。文獻[9]提出了一種基于開關(guān)電容的升壓變換器。該技術(shù)可以在低占空比下提高電壓增益，而無需使用磁性元件。但是，啟動時的涌流是該技術(shù)的缺點。此外，文獻[10-11]提出一種基于開關(guān)電感的升壓變換器，是另一種與傳統(tǒng)升壓變換器相比實現(xiàn)高電壓增益的技術(shù)。該類變換器的優(yōu)點之一是輸入電流紋波小。值得注意的是該變換器可通過在開關(guān)電感單元中添加額外的電容和二極管，以實現(xiàn)更高的電壓增益[12]。此外，通過使用耦合電感和調(diào)節(jié)匝數(shù)比，亦可獲得具有低占空比的極高電壓增益[13]。然而，耦合電感的漏感會在有源開關(guān)上造成嚴重的電壓尖峰。對此，該類變換器均需一些無源或有源箝位電路來吸收該尖峰，并將耦合電感器的泄漏能量回饋至主電路，以保持高效率。然而，這將勢必導(dǎo)致變換器結(jié)構(gòu)復(fù)雜，系統(tǒng)整體功率密度遭到削減。

針對上述方案存在的不足，本文提出了一種基于電容-二極管和耦合電感的混合式高升壓DC-DC變換器拓撲結(jié)構(gòu)。此外，通過無源箝位電路回收耦合電感的漏感能量，從而降低主開關(guān)上的電壓尖峰，實現(xiàn)高效率運行。該拓撲具備以下優(yōu)勢:

①高升壓系數(shù)；

②半導(dǎo)體器件電壓應(yīng)力低；

③輸出側(cè)電流無紋波。

1 所提變換器拓撲結(jié)構(gòu)

所提高增益DC-DC 變換器的拓撲結(jié)構(gòu)如圖1所示。主電路包括一個開關(guān)管、一個耦合電感、五個二極管和五個電容器，通過選擇最佳的耦合電感匝數(shù)比并采用電容-二極管升壓技術(shù)，可以提高變換器的電壓增益。耦合電感用勵磁電感Lm、漏感Lk和匝數(shù)比n＝N2/N1表示。漏感Lk的能量分別通過二極管D3和D1傳遞到鉗位電容C1和C3，從而降低電壓尖峰。因此，開關(guān)管的電壓應(yīng)力降低，從而可以使用低導(dǎo)通電阻的開關(guān)管來減少損耗并提高效率。當開關(guān)管導(dǎo)通時，電容器C4由輸入電壓Vin、鉗位電容器C1和耦合電感器的二次側(cè)充電。當開關(guān)管關(guān)斷時，輸入電壓、耦合電感、電容器C2和電容器C4串聯(lián)向負載供電，以增加變換器的電壓增益。

圖1 所提變換器的拓撲結(jié)構(gòu)

為簡化電路分析，做出以下幾點假設(shè):①除耦合電感的漏感外，所有電路元件均為理想的。②所有電容器都足夠大，可以忽略其電壓波動。③耦合電感的匝數(shù)比n和耦合系數(shù)k分別等于N2/N1和Lm/(Lm+Lk)。

2 工作原理

所提變換器可工作在連續(xù)導(dǎo)通模式(Continuous Conduction Mode，CCM)和斷續(xù)導(dǎo)通模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)下，關(guān)鍵工作波形如圖2 所示。

圖2 所提變換器關(guān)鍵工作波形

2.1 CCM 模式

在CCM 模式下，所提變換器在每個開關(guān)周期Ts內(nèi)有兩種工作模態(tài)。其電流波形和電流路徑分別如圖2(a)和圖3(a)、圖3(b)所示。

圖3 所提變換器的工作模態(tài)

模態(tài)一[t0-t1]:如圖3(a)所示，此模態(tài)中，開關(guān)管S 和二極管D2、D4導(dǎo)通，二極管D1、D3和D5反向偏置。輸入電壓通過開關(guān)管對Lm和Lk充電，其電流線性增加。電容器C4由輸入電壓Vin通過二極管D4與電容器C1和耦合電感的二次側(cè)串聯(lián)充電。輸出電容器C5向負載釋放能量。

模態(tài)二[t1-t2]:如圖3(b)所示，此模態(tài)中，開關(guān)管S 關(guān)斷。二極管D1、D3和D5處于導(dǎo)通狀態(tài)，二極管D2和D4反向偏置。電感Lm釋放能量，輸入電壓、耦合電感、電容C2和電容C4通過二極管D5將其能量傳輸?shù)截撦d。鉗位電路吸收漏感的能量。

2.2 DCM 模式

所提變換器在DCM 模式一個開關(guān)周期內(nèi)有三種工作模態(tài)，電流波形如圖2(b)所示。DCM 模式的模態(tài)一和模態(tài)二類似于CCM 模式中的模態(tài)，如圖3(a)和圖3(b)所示，圖3(c)給出了所提變換器在模態(tài)三中的電流路徑。在模態(tài)三[t2-t3]中，開關(guān)管S 關(guān)斷，所有二極管反向偏置，流經(jīng)勵磁電感Lm和其他二極管的電流為零。輸出電容器C5為負載提供能量。當開關(guān)管再次開通時，此模態(tài)結(jié)束。

3 穩(wěn)態(tài)分析

3.1 CCM 模式

在模態(tài)一中，耦合電感的電壓方程如下所示:

對耦合電感N1、N2和Lk應(yīng)用伏秒平衡原理，可得模態(tài)二中VN1、VN2和VLk的電壓:

因此，各電容器上的電壓如下所示:

結(jié)合式(4)～式(7)和式(9)，CCM 模式下所提變換器的輸出電壓Vo和電壓增益可表示如下:

從式(11)可以得出，較低的k值將降低變換器的電壓增益。根據(jù)式(3)和式(6)，Lk越大(k越小)，漏感壓降越大，VN1、VN2減小，輸出電壓Vo將減小。因此，為了獲得高升壓比和低電磁干擾(EMI)，應(yīng)降低漏感。

為了忽略漏感的影響，假設(shè)耦合系數(shù)k等于1，因此，所提變換器的理想電壓增益為:

圖4(a)給出了在不同的占空比和匝數(shù)比下，所提變換器在CCM 模式下的電壓增益。顯然，當匝數(shù)比和占空比較大時，可獲得更高的電壓增益。此外，通過增加耦合電感的匝數(shù)比，可以在較低的占空比下獲得高電壓增益。CCM 和DCM 模式之間的電壓增益比較如圖4(b)所示，當n＝2 時在較高的占空比下，CCM 模式的電壓增益遠高于DCM 模式的電壓增益。

圖4 所提變換器在不同參數(shù)下的電壓增益比較

3.1.1 電壓和電流應(yīng)力分析

CCM 模式下開關(guān)管和二極管上的最大電壓應(yīng)力為:

勵磁電感的電流紋波如下所示:

根據(jù)CCM 的兩種工作模態(tài)，可得輸入電流的平均值如下:

此外，考慮到損耗可以忽略不計，可得:

式中:Iin是輸入電流的平均值。結(jié)合式(16)～式(17)，可得勵磁電感電流的平均值為:

結(jié)合式(15)和式(17)，可得勵磁電感的峰值電流如下:

在一個開關(guān)周期內(nèi)對電容器應(yīng)用安秒平衡定律，二極管D1-D5的平均電流將等于輸出電流Io，因此其峰值電流為:

流過開關(guān)管的峰值電流如下所示:

3.2 DCM 模式

在DCM 模式下，模態(tài)三中耦合電感的電壓等于零，對VN1使用伏秒平衡定律，可得模態(tài)二中耦合電感的一次繞組電壓:

穩(wěn)態(tài)運行時，平均電流IC5等于零，Io等于Vo/R。將式(28)和(29)代入(30)得:

將式(32)代入(31)，可得變換器在DCM 模式下的電壓增益如下:

3.3 臨界導(dǎo)通模式

當變換器在臨界導(dǎo)通模式(Boundary Conduction Mode，BCM)運行時，CCM 和DCM 的電壓增益相等。根據(jù)式(32)和式(33)，可得臨界導(dǎo)通時勵磁電感時間常數(shù)τLmB如下:

圖5 示出了τLmB與占空比的關(guān)系。當τLm高于τLmB時，所提變換器將在CCM 模式下運行。

圖5 變換器在不同匝數(shù)比下時間常數(shù)τLmB與占空比的關(guān)系

4 對比分析

本文在電壓增益、功率器件的電壓應(yīng)力和元件數(shù)量方面對所提變換器和文獻[5]、文獻[11]和文獻[13]中的拓撲進行了比較，如表1 所示。從表中可以看出，所提變換器開關(guān)管上的電壓應(yīng)力低于其他拓撲中的電壓應(yīng)力，因此可以選擇導(dǎo)通電阻較低的開關(guān)管，降低傳導(dǎo)損耗。此外，與其他拓撲相比，所提變換器使用的元件數(shù)量較少。

表1 變換器結(jié)構(gòu)與性能對比

圖6 示出了在n＝1 時，所提變換器和其余拓撲的電壓增益曲線比較。從曲線可以看出，所提變換器比其他拓撲具有更高的電壓增益。

圖6 各變換器輸出電壓增益曲線

5 實驗驗證

為了驗證所提變換器的可行性與理論分析的正確性，搭建了一臺最大輸出功率為80 W 的實驗樣機。電路所選開關(guān)管和二極管型號以及相關(guān)實驗參數(shù)如表2 所示。

表2 實驗電路參數(shù)

在輸出功率為80 W 時，所提變換器的輸入和輸出電壓/電流波形如圖7(a)所示。從圖中可以看出，當占空比D等于0.35 時，所提高升壓變換器可以將輸入電壓從12 V 提高到100 V。根據(jù)式(12)可得在D＝0.35 和n＝2 時，輸出電壓的理論值約為105.3 V，根據(jù)式(11)的漏感效應(yīng)，當k＝0.94 時為102.4 V。由于寄生元件效應(yīng)的影響，實驗輸出電壓小于漏感效應(yīng)下的理論值。輸入電流平均值為7.1 A，輸出電流大小為0.8 A，同時，輸入直流電流連續(xù)，紋波小，適合光伏應(yīng)用。圖7(b)給出了開關(guān)管的漏源極電壓、電流。可以看到漏源極電壓最大值為18.1 V，遠低于輸出電壓，因此這種拓撲結(jié)構(gòu)中開關(guān)管的電壓應(yīng)力較低，變換器效率得以提升。

圖7 變換器的輸入、輸出和開關(guān)管的電壓/電流波形

圖8(a)示出了電容器C1-C4的電壓，VC1等于37.5 V，VC2和VC3均等于18.1 V，VC4等于53.4 V。圖8(b)、圖8(c)和圖8(d)示出了二極管D1-D5的電壓和電流波形，VD1、VD2約為18.1 V，VD3、VD4、VD5約為52.9 V，二極管的電壓應(yīng)力小于輸出電壓，與理論分析一致。

圖8 電容器的電壓波形和二極管的電壓/電流波形

圖9 示出了在輸出電壓為100 V 時，所提變換器的效率與輸出功率的關(guān)系。可以看出，當輸出功率為80 W 時，變換器最大效率為94.8%。

圖9 所提變換器的效率曲線

圖10 示出了所提變換器在負載突變時的動態(tài)響應(yīng)波形圖。從圖中可以看出，通過將負載從50 W突增至80 W，輸出電壓會下降，但會在很短的時間延遲內(nèi)恢復(fù)到其初始值，因此，通過選擇適當?shù)拈]環(huán)控制器，變換器的輸出電壓具有魯棒性，并且與負載變化無關(guān)。

圖10 變換器的輸出電壓動態(tài)響應(yīng)波形

5 結(jié)論

本文提出了一種新型高增益DC-DC 變換器拓撲結(jié)構(gòu)。在該變換器中，可以通過在低占空比下改變耦合電感的匝數(shù)比來獲得高電壓增益。由于鉗位電路的存在，開關(guān)管兩端的電壓應(yīng)力較低，因此降低了傳導(dǎo)損耗，提高了效率。分析了該變換器在CCM和DCM 模式下的工作原理。實驗結(jié)果證明，該轉(zhuǎn)換器具有優(yōu)良性能。