單極倍頻與單極性調(diào)制策略對(duì)比及特性分析*

王靜怡，王 盼，袁 雷，丁穩(wěn)房

(湖北工業(yè)大學(xué)，太陽(yáng)能高效利用及儲(chǔ)能運(yùn)行控制湖北省重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，湖北 武漢 430068)

脈沖寬度調(diào)制技術(shù)(Pulse Width Modulation，PWM)作為電力電子變換的核心技術(shù)，其主要的調(diào)制方式分為單極性調(diào)制和雙極性調(diào)制。與雙極性相比，單極性控制方式具有開(kāi)關(guān)損耗低、諧波含量少、電磁干擾小等優(yōu)點(diǎn)[1]。其中單極性調(diào)制與單極倍頻調(diào)制是工程應(yīng)用中常用的兩種調(diào)制方式，但當(dāng)前主流課程及教材往往只介紹其中一種。文獻(xiàn)[2-3]介紹了雙極性調(diào)制和單極性調(diào)制的控制策略，并以雙極性調(diào)制為例簡(jiǎn)要說(shuō)明了其諧波規(guī)律，但單極性調(diào)制的數(shù)值關(guān)系并未分析；文獻(xiàn)[4-5]闡述了雙極性調(diào)制和單極倍頻調(diào)制的控制策略，并詳細(xì)推導(dǎo)了兩種調(diào)制方式下的數(shù)學(xué)關(guān)系和諧波特征。但單極性調(diào)制的控制策略并未涉及，特性對(duì)比亦有欠缺。文獻(xiàn)[6]從諧波分析角度對(duì)比了單極性調(diào)制與單極倍頻調(diào)制之間的差異，通過(guò)仿真得出單極倍頻調(diào)制下諧波運(yùn)行、特性最優(yōu)的結(jié)論，但關(guān)于兩種調(diào)制下的數(shù)值關(guān)系分析不夠充分；文獻(xiàn)[7]針對(duì)單極性及單極倍頻調(diào)制建立了不同的調(diào)制模型，通過(guò)對(duì)調(diào)制模型的比較，確立了實(shí)際應(yīng)用中不同場(chǎng)合下的最佳調(diào)制策略，但并未對(duì)二種控制策略做詳盡介紹；文獻(xiàn)[8]搭建了SPWM 控制光伏逆變器的實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，重點(diǎn)對(duì)比了不同控制策略下輸出電壓和交流電流的頻譜分布特征，但內(nèi)在控制原理缺乏對(duì)比和仿真驗(yàn)證。綜上所述，現(xiàn)有文獻(xiàn)雖對(duì)此有所研究，但兩種基礎(chǔ)控制策論的直觀描述、仿真和綜合對(duì)比論證仍有待挖掘。

為此，本文以單相全控橋式逆變電路為基礎(chǔ)，通過(guò)瞬態(tài)開(kāi)關(guān)狀態(tài)的描述和輸出波形的差異對(duì)比，詳細(xì)闡述了單極性調(diào)制與單極倍頻調(diào)制兩種控制方式下的工作原理、特性差異和數(shù)值關(guān)系；結(jié)合雙重傅里葉分析總結(jié)兩者諧波分布規(guī)律；并討論過(guò)調(diào)制狀態(tài)下帶來(lái)的不利影響，最后利用MATLAB/Simulink 構(gòu)建模型，通過(guò)仿真驗(yàn)證兩種控制策略的可行性和差異性。

1 單極性調(diào)制PWM 技術(shù)

PWM 調(diào)制的控制思想是利用面積等效原理，通過(guò)調(diào)制產(chǎn)生一系列窄脈沖等效為想要輸出的波形[9]。通常采用等腰三角波作為載波，目標(biāo)波形作為調(diào)制波，通過(guò)兩者比較產(chǎn)生驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)工作的信號(hào)，控制變換器實(shí)現(xiàn)目標(biāo)輸出。當(dāng)調(diào)制波為正弦波時(shí)稱為SPWM 正弦脈沖寬度調(diào)制。

圖1(a)所示為單相橋式逆變電路，圖1(b)為單極性調(diào)制驅(qū)動(dòng)信號(hào)形成電路。調(diào)制波與載波經(jīng)過(guò)比較產(chǎn)生四路驅(qū)動(dòng)信號(hào)，分別送給逆變電路四開(kāi)關(guān)橋臂。

圖1 單極性調(diào)制

圖1(c)所示為單極性調(diào)制控制波形。圖中上半部分正弦波ur為調(diào)制波，等腰三角形uc為載波。下半部分為逆變電路交流側(cè)輸出電壓脈波，通過(guò)一系列等幅不等寬的脈沖等效為調(diào)制想要的正弦波。由于載波在正半周期內(nèi)極性為正，輸出的PWM 波也為正；在負(fù)半周時(shí)載波極性為負(fù)，輸出的PWM 波也為負(fù)，即半周內(nèi)只有一種極性，故稱之為單極性調(diào)制。

單極性調(diào)制的控制思路為:當(dāng)ur＞0 時(shí)，V1導(dǎo)通，V2關(guān)斷，V3、V4交替導(dǎo)通；當(dāng)ur＜0 時(shí)，V2導(dǎo)通，V1關(guān)斷，V3、V4交替導(dǎo)通。為詳細(xì)說(shuō)明其調(diào)制方法，下面以四個(gè)典型時(shí)間段為例，對(duì)應(yīng)圖1(c)中t1、t2、t3、t4，分別分析單極性調(diào)制四種狀態(tài)下的電流路徑及波形輸出。

①調(diào)制波正半周，ur＞uc時(shí)

如圖1(c)t1時(shí)段，ur＞uc，此時(shí)，控制開(kāi)關(guān)V1、V4導(dǎo)通，其電流流動(dòng)路徑如圖2(a)箭頭所示。設(shè)交流側(cè)負(fù)載電壓u0、電流i0參考方向?yàn)樽宰笙蛴遥瑒t輸出電壓u0＝Ud且i0＞0，此時(shí)輸出電壓波形對(duì)應(yīng)圖1(c)中t1時(shí)刻的正脈波。從能量角度分析，直流側(cè)電源為電感充電，電感儲(chǔ)存磁場(chǎng)能量。

圖2 單極性調(diào)制電流路徑

②調(diào)制波正半周，ur＜uc時(shí)

如圖1(c)t2時(shí)段，ur＜uc，控制V4關(guān)斷、V3導(dǎo)通，橋臂V1持續(xù)導(dǎo)通。因阻感性負(fù)載，電流方向不能發(fā)生突變，故電流實(shí)際經(jīng)二極管VD3形成續(xù)流，電感釋放能量，電流流通路徑如圖2(b)所示。此時(shí)輸出電壓u0＝0 且i0＞0，輸出電壓對(duì)應(yīng)圖1(c)t2時(shí)段的零電平。

③調(diào)制波負(fù)半周，ur＜uc時(shí)

如圖1(c)t3時(shí)刻，調(diào)制波進(jìn)入負(fù)半周，橋臂V1關(guān)斷，V2進(jìn)入持續(xù)導(dǎo)通階段。當(dāng)ur＜uc時(shí)，控制V3導(dǎo)通，電流流動(dòng)路徑如圖2(c)箭頭所示。此時(shí)負(fù)載電壓、電流i0反向，故u0＝-Ud、i0＜0。輸出電壓波形對(duì)應(yīng)圖1(c)中t3時(shí)刻的負(fù)脈波。從能量角度分析，直流側(cè)電源再次為電感充電，電感再次儲(chǔ)能。

④調(diào)制波負(fù)半周，ur＞uc時(shí)

如圖1(c)t4時(shí)間段，ur＞uc，控制V3關(guān)斷，電流經(jīng)VD4續(xù)流，流通路徑如圖2(d)所示，電感釋放能量。此時(shí)電流方向不變，i0＜0，輸出電壓u0＝0，對(duì)應(yīng)圖1(c)中t4時(shí)刻的零電平。

綜上分析，單極性調(diào)制方式下，一個(gè)載波周期僅有一個(gè)脈沖輸出，如圖1(c)所示，14 個(gè)載波周期產(chǎn)生14個(gè)脈波。對(duì)于一個(gè)調(diào)制波周期內(nèi)，逆變電路輸出0、Ud、-Ud三種電平。詳細(xì)開(kāi)關(guān)狀態(tài)分配如表1 所示。

表1 單極性調(diào)制控制方式

2 單極倍頻PWM 調(diào)制技術(shù)

相比于前述單極性調(diào)制方式，單極倍頻調(diào)制的控制思想與之類似，都是利用調(diào)制波ur與載波uc進(jìn)行比較，產(chǎn)生控制脈沖，不同之處在于V1、V2是通過(guò)ur與uc進(jìn)行控制，而V3、V4是通過(guò)ur與-uc進(jìn)行控制，即三角載波uc反相或移相180°后再與ur進(jìn)行比較。

圖3(a)為單極倍頻驅(qū)動(dòng)信號(hào)形成電路原理圖，圖3(b)為單極倍頻調(diào)制控制方式波形。下面以四個(gè)典型時(shí)間段為例，對(duì)應(yīng)圖3(b)中t1、t2、t3、t4，分別分析單極倍頻調(diào)制四種狀態(tài)下的電流路徑及波形輸出，如圖4 所示。

圖3 單極倍頻調(diào)制

圖4 單極倍頻調(diào)制電流路徑

①ur＞uc，ur＞-uc

如圖3(b)中t1時(shí)段，ur＞uc且ur＞-uc，故控制V1、V4導(dǎo)通，V2、V3關(guān)斷，電流路徑如圖4(a)所示。此時(shí)，u0＝Ud、i0＞0，電感充電。輸出電壓波形對(duì)應(yīng)圖3(b)中t1時(shí)刻的正脈波。

②ur＞uc，ur＜-uc

如圖3(b)中時(shí)段t2，此時(shí)ur＞uc但ur＜-uc，故控制V2、V4關(guān)斷，V1、V3導(dǎo)通，由于電感中電流方向不能突變，故電流實(shí)際經(jīng)VD3續(xù)流，電流流通路徑如圖4(b)所示。此時(shí)輸出電壓u0＝0 且i0＞0，電感釋放能量。輸出電壓對(duì)應(yīng)圖3(b)t2時(shí)段的零電平。

③ur＜uc，ur＜-uc

如圖3(b)中t3時(shí)段，ur＜uc，ur＜-uc，故控制V1、V4關(guān)斷，V2、V3導(dǎo)通，電流路徑如圖4(c)所示。此時(shí)，u0＝-Ud、i0＜0，電感充電。輸出電壓波形對(duì)應(yīng)圖3(b)中t3時(shí)刻的負(fù)脈波。

④ur＜uc，ur＞-uc

如圖3(b)中t4時(shí)段，ur＜uc，ur＞-uc，控制V1、V3關(guān)斷，V2、V4導(dǎo)通，由于電感電流不能突變，故電流實(shí)際經(jīng)VD4續(xù)流，流通路徑如圖4(d)所示。此時(shí)輸出電壓u0＝0 且i0＜0，電感釋放能量。輸出電壓對(duì)應(yīng)圖3(b)t4時(shí)段的零電平。

綜上分析，此種調(diào)制方式下，雖然每半周期內(nèi)三角載波均有正有負(fù)，但對(duì)應(yīng)于其調(diào)制波正負(fù)半周，輸出電壓PWM 脈沖只有正或負(fù)一種極性，如圖3(b)所示，故仍屬于單極性調(diào)制類型。由于一個(gè)載波周期具有兩個(gè)脈沖輸出，圖3(b)中7 個(gè)載波周期下即可產(chǎn)生14 個(gè)脈波。與第一種單極性調(diào)制策略相比，產(chǎn)生脈波數(shù)量具有增倍的效果，相當(dāng)于等效載波頻率提高了一倍，因此稱之為單極倍頻調(diào)制。其詳細(xì)的開(kāi)關(guān)狀態(tài)分配如表2 所示。

表2 單極倍頻控制方式

綜上所述，當(dāng)兩種控制策略采用相同頻率的載波時(shí)，開(kāi)關(guān)頻率與載波頻率相同，因此兩種控制方式開(kāi)關(guān)頻率上限不變。但單極倍頻調(diào)制方法下，SPWM 波形輸出脈波數(shù)量加倍，波形更加接近正弦波；因其等效開(kāi)關(guān)頻率加倍，也即相同輸出頻率效果下，其開(kāi)關(guān)損耗降低。因此從控制性能上，單極倍頻調(diào)制方法優(yōu)于單極性調(diào)制。

3 兩種控制方式下的數(shù)值關(guān)系分析

3.1 輸出電壓幅值控制

設(shè)正弦調(diào)制波ur的幅值為Urm，頻率為fr；高頻三角載波uc幅值為Ucm，頻率為fc，則調(diào)制比為M＝，載波比為

圖5 所示為單極性調(diào)制時(shí)的一個(gè)載波周期脈沖生成過(guò)程，當(dāng)載波頻率遠(yuǎn)大于調(diào)制波頻率時(shí)，調(diào)制波ur可近似認(rèn)為幅值不變。在一個(gè)載波周期Tc內(nèi)，在調(diào)制波ur大于載波uc的Tk期間，開(kāi)關(guān)V1、V4開(kāi)通，V2、V3關(guān)斷，對(duì)應(yīng)工作狀態(tài)[1，0，1，0]T，此時(shí)u0＝Ud，對(duì)應(yīng)于圖中第k個(gè)電壓輸出脈沖。在其余(Tc-Tk)期間，ur＜uc，開(kāi)關(guān)V1、V3開(kāi)通，V2、V4關(guān)斷，u0＝0。

圖5 單極性調(diào)制載波周期脈沖生成過(guò)程

由圖5 中幾何關(guān)系可得，輸出第k個(gè)脈沖的占空比為:

一個(gè)載波周期Tc內(nèi)輸出電壓的平均面積為:

由式(1)、式(2)可知當(dāng)載波頻率很高時(shí)，單極性調(diào)制輸出的基波電壓瞬時(shí)值為:

其中U1m為輸出基波電壓的峰值，調(diào)制比為:

圖6 所示為單極倍頻調(diào)制時(shí)的一個(gè)載波周期脈沖生成過(guò)程，類似于單極性調(diào)制分析，第k個(gè)脈沖的占空比為:

圖6 單極倍頻調(diào)制載波周期脈沖生成過(guò)程

一個(gè)周期內(nèi)，單極倍頻輸出電壓的平均面積為:

當(dāng)載波頻率很高時(shí)，單極倍頻調(diào)制輸出的基波電壓瞬時(shí)值為[9]:

由此可得，單極倍頻調(diào)制方式下，調(diào)制比為:

綜上所述，單極倍頻調(diào)制與單極性調(diào)制時(shí)輸出電壓的數(shù)值關(guān)系相同。當(dāng)載波一定時(shí)，輸出電壓的頻率、幅值均與調(diào)制波相關(guān)，其幅值與調(diào)制比成正比關(guān)系，也即改變調(diào)制比可實(shí)現(xiàn)輸出基波電壓的幅值調(diào)節(jié)。

3.2 諧波分析

PWM 調(diào)制策略可以使輸出電壓接近正弦波，但其波形除了基波成分以外，也含有大量諧波。這些諧波的頻率和幅值是衡量PWM 調(diào)制性能的重要指標(biāo)之一，因此有必要對(duì)PWM 波形進(jìn)行諧波分析。

定義U1為基波電流有效值，Un為第n次諧波電壓有效值，Uh為總諧波電壓有效值。

則n次諧波含有率為:

電壓諧波總畸變率為:

由于使用載波對(duì)正弦信號(hào)進(jìn)行調(diào)制，PWM 調(diào)制波中也產(chǎn)生了和載波相關(guān)的諧波分量。一般選取載波周期為基礎(chǔ)，對(duì)PWM 波的諧波進(jìn)行分析，通過(guò)貝塞爾函數(shù)Jn，得出PWM 波傅里葉級(jí)數(shù)表達(dá)式，再進(jìn)行諧波分析。對(duì)于SPWM 諧波分析，由于變量不止一個(gè)，雙重傅里葉分析是一種常用的分析方法。

①單極性調(diào)制下的諧波分析

對(duì)于單極性調(diào)制，若設(shè)基波角頻率為ωr，載波角頻率為ωc，調(diào)制波為Msin(ωrt)，經(jīng)推導(dǎo)可得到基于雙重傅里葉變換后的輸出電壓表達(dá)式為[10]:

由此可知，單極性調(diào)制諧波含量具有如下特征:

A.輸出電壓中不含直流分量，基波的幅值為MUd，幅值隨調(diào)制比變化而變化，其角頻率與調(diào)制波相同；

B.單極性調(diào)制的諧波中不含載波頻率諧波分量，只存在邊帶諧波，且當(dāng)n為偶數(shù)時(shí)所以單極性調(diào)制的諧波中僅含奇次邊帶諧波；

C.邊帶諧波角頻率主要與載波角頻率有關(guān)，出現(xiàn)在載波角頻率附近。例如第一諧波簇的中心角頻率為ωc，兩側(cè)的邊帶諧波頻率為ωc±ωr、ωc±3ωr、ωc±5ωr等，諧波幅值較快衰減到接近于零。

對(duì)于諧波幅值，由式(9)可知，通過(guò)調(diào)節(jié)調(diào)制比，可相應(yīng)地調(diào)節(jié)諧波含量。通過(guò)增大調(diào)制比可減小諧波含量，但當(dāng)調(diào)制比大于1 時(shí)，PWM 輸出波形既無(wú)法準(zhǔn)確輸出正弦波，也無(wú)法調(diào)節(jié)波形，因此調(diào)制比不可無(wú)限制地增大。

②單極倍頻調(diào)制下的諧波分析

對(duì)于單極倍頻調(diào)制，經(jīng)過(guò)雙重傅里葉分析輸出電壓表達(dá)式為[11-13]:

由式(10)可看出單極倍頻調(diào)制方式有如下特征:

A.單極倍頻調(diào)制方式下輸出電壓同樣不含直流分量、載波頻率諧波分量；其基波幅值為MUd，角頻率與調(diào)制波相同；

B.諧波中依然僅含奇次邊帶諧波，但諧波出現(xiàn)在載波偶數(shù)倍頻次頻率附近。例如第一諧波簇的中心角頻率為2ωc，兩側(cè)的邊帶諧波頻率為2ωc±ωr、2ωc±3ωr、2ωc±5ωr等，諧波幅值較快衰減到接近于零。

綜上分析，單極性調(diào)制與單極倍頻調(diào)制諧波特性相似，均不含低次諧波，但單極倍頻PWM 將第一諧波簇的中心頻率提高了一倍，從減少輸出電壓諧波及濾除諧波的角度看，單極倍頻PWM 明顯優(yōu)于單極性PWM 調(diào)制策略。

3.3 過(guò)調(diào)制的影響

當(dāng)調(diào)制比M＞1 時(shí)調(diào)制波幅值過(guò)大，與載波在同一周期內(nèi)交點(diǎn)數(shù)量迅速減少，導(dǎo)致輸出電壓的PWM脈沖數(shù)目明顯減少，該狀態(tài)即為過(guò)調(diào)制狀態(tài)[14]。此時(shí)輸出電壓的基波幅值不再隨M的增大呈線性變化，而且隨M的增大，輸出電壓呈現(xiàn)出飽和特性，無(wú)法通過(guò)對(duì)脈沖寬度的調(diào)節(jié)來(lái)獲取理想的電壓波形。當(dāng)M足夠大時(shí)，輸出電壓就成了180°的方波，其傅里葉表級(jí)數(shù)可表示為[15]

由式(11)可知，基波幅值為4Ud/π，因此輸出電壓基波幅值達(dá)到最大飽和值4Ud/π，不再增加。同時(shí)波形中出現(xiàn)低次諧波，低次諧波相對(duì)于高次諧波更加難以濾除，其所需的濾波器體積、重量、成本將大幅增加[8-9]。過(guò)調(diào)制越厲害，開(kāi)關(guān)頻率越低，最低次諧波頻率也越低，這就失去了SPWM 調(diào)制的優(yōu)點(diǎn)。

4 MATLAB/Simulink 仿真分析

為驗(yàn)證理論的正確性，本文基于MATLAB/Simulink 構(gòu)建了單相全橋電壓型逆變電路模型，并分別采用單極性調(diào)制及單極倍頻調(diào)制策略控制逆變器的輸出電壓。主電路模型如圖7 所示，單極性調(diào)制及單極倍頻調(diào)制驅(qū)動(dòng)模塊如圖8 所示。

圖7 單相全控橋式逆變電路拓?fù)鋱D

圖8 驅(qū)動(dòng)模塊

單相全橋逆變電路拓?fù)渲饕蒊GBT、阻感性負(fù)載、直流電源構(gòu)成。設(shè)直流電源為100 V，阻感負(fù)載電阻值為1 Ω，電感值為0.01 H，調(diào)制波頻率為50 Hz，為方便觀測(cè)，設(shè)調(diào)制比為0.8，載波頻率為1 000 Hz，即載波比N＝20。

圖9 所示為單極性調(diào)制仿真波形，載波、調(diào)制波如圖9(a)所示，對(duì)應(yīng)產(chǎn)生的PWM 波形如圖9(b)所示。在調(diào)制波的半個(gè)周期內(nèi)，三角波載波和輸出PWM 電壓波形只有正極或負(fù)極一種極性，符合單極性調(diào)制原理。

圖9 單極性調(diào)制仿真圖

單極倍頻調(diào)制仿真波形如圖10 所示，與單極性調(diào)制不同的是三角載波在半周期內(nèi)有正有負(fù)，但輸出電壓波形在調(diào)制波半周內(nèi)仍然只有一種極性，因此也屬于單極性調(diào)制。對(duì)比兩組調(diào)制策略，相同載波頻率條件下，單極倍頻輸出脈波數(shù)是單極性調(diào)制的兩倍，驗(yàn)證了前述理論的正確性。

圖10 單極倍頻調(diào)制仿真圖

為驗(yàn)證過(guò)調(diào)制理論，將調(diào)制比設(shè)為1.5。如圖11(a)所示，由于調(diào)制波幅值大于載波，載波與調(diào)制波交點(diǎn)數(shù)量明顯變少，輸出PWM 脈波數(shù)量大幅減少，如圖11(b)所示。極限情況下，載波與調(diào)制波再無(wú)交點(diǎn)，輸出波形為180°的矩形波。PWM 控制失去調(diào)制效果。

圖11 單極性調(diào)制過(guò)調(diào)制仿真圖

圖12 所示為各種調(diào)制方式下輸出電壓的諧波含量分析。圖12(a)為單極性調(diào)制下的諧波含量，諧波總畸變率THDu為77.52%，含量最高的低次諧波是19 次和21 次，其幅值為基波幅值的39.5%和39%，不存在載波頻率諧波分量，邊帶諧波分布在載波頻率即20 次兩側(cè)，離中心越遠(yuǎn)諧波衰減得越快。

圖12 諧波分析

圖12(b)所示為單極倍頻調(diào)制下的諧波分析圖，諧波含量THDu為77.07%，主要諧波為39 次和41 次諧波，幅值為基波幅值的39%和39.5%。與單極性相比，邊帶諧波分布在兩倍的載波頻率附近，即40 次兩側(cè)。影響最大的低次諧波次數(shù)遠(yuǎn)高于單極性調(diào)制下的諧波次數(shù)，大量的低次諧波被消除，因此單極倍頻調(diào)制方式明顯優(yōu)于單極性調(diào)制方式。

圖12(c)所示為過(guò)調(diào)制時(shí)的諧波傅里葉分析圖。雖然總諧波畸變率降低，但大量低次諧波出現(xiàn)，最低次諧波為三次諧波，占基波幅值的15%，相較于其他次數(shù)諧波含量占比最大。由于諧波頻率越低，越難以濾除，因此提高調(diào)制比雖能在一定程度上改善PWM 控制中諧波的含量，但不可無(wú)限制地增大。

圖13 所示為單極性調(diào)制和單極倍頻調(diào)制下輸出電壓濾波后的波形圖和傅里葉分析圖。由于PWM 調(diào)制的高頻化作用，濾波器對(duì)高次諧波有強(qiáng)烈的衰減作用，故僅需很小的濾波器即可完成諧波的去除，這是PWM 調(diào)制技術(shù)廣泛使用的主要原因。如圖13 所示，兩種調(diào)制方式經(jīng)過(guò)濾波之后非常接近正弦波。由于濾波器帶寬遠(yuǎn)大于基波頻率，電壓損失并不大。相比于單極性調(diào)制，單極倍頻調(diào)制輸出正弦波的效果更佳。

圖13 濾波后電壓波形及傅里葉分析圖

5 結(jié)語(yǔ)

本文針對(duì)單極倍頻和單極性兩種調(diào)制方式，從控制原理、輸出波形、數(shù)值關(guān)系、諧波分析等多方面進(jìn)行了詳細(xì)的理論分析。從輸出波形上，采用相同載波頻率時(shí)，單極倍頻調(diào)制方式輸出脈波數(shù)量加倍，相對(duì)于單極性調(diào)制具有倍頻效果，等效開(kāi)關(guān)頻率加倍，輸出波形也更加接近正弦波；從輸出電壓數(shù)值關(guān)系上，單極性調(diào)制與倍頻調(diào)制計(jì)算公式相同。從諧波分析角度，單極倍頻調(diào)制邊帶諧波中心頻率相對(duì)單極性調(diào)制提高一倍，最低次諧波次數(shù)大幅提高，因此采用的濾波器體積更小，其諧波性能更優(yōu)；為減小諧波帶來(lái)的影響，可適度增大調(diào)制比，但不可過(guò)調(diào)制，過(guò)調(diào)制時(shí)，低次諧波含量大幅增加，且輸出電壓不再呈現(xiàn)線性調(diào)制關(guān)系，失去PWM 控制最初的意義。最后通過(guò)MATLAB 仿真，驗(yàn)證了理論分析的正確性及單極倍頻調(diào)制策略的優(yōu)越性。