基于磁控制的雙變壓器LLC諧振變換器混合控制方案

秦潤田，曹其超，許奕然，鄭 宏

（1.江蘇大學 電氣信息工程學院，江蘇 鎮江 212013；2.江蘇卓特電氣科技有限公司，江蘇 鎮江 212000；3.中國礦業大學 電氣與動力工程學院，江蘇 徐州 221116）

0 引言

近年來，關于新能源汽車的電池系統和車載充電電源的研究受到重視[1,2]。由于電動汽車高壓電池組的端電壓范圍都比較寬，所以需要利用寬增益范圍DC/DC變換器來完成電能變換，進而實現對電動汽車用電設備的供電[3,4]。

目前，LLC諧振變換器的輸出電壓大多采用變頻或移相方式進行調節控制。變頻調控方式效率較高，但也存在以下缺點：不適用于輸入電壓范圍較寬的場合；增加系統中的電磁干擾[5]。

為了拓寬輸入電壓范圍，移相全橋控制DC/DC變換器被提出。移相控制固定開關頻率，可以使變換器輸入電壓范圍較寬，實現大功率輸出；但是，其滯后橋臂軟開關工作范圍小、輕載時滯后橋臂上的MOS管很難零電壓開通的缺點，導致變換器的效率低下[6,7]。

為了綜合變頻和移相控制的優點，文獻[8]提出一種將二者混合的控制方法，既保證了效率，又拓寬了輸入電壓的范圍。文獻[9]為提高效率，提出一種帶有共享零電壓切換和雙輸出串聯的混合全橋–半橋轉換器。文獻[10]提出在LLC諧振腔的基礎上引入陷波單元，進而構成多單元諧振LCLCL變換器，在開關頻率變化范圍較小情況下實現了低增益變換；然而，由于構成諧振腔多元件之間相互影響的參數卻并不明確，所以LCLCL尚未得到廣泛應用，還需進一步研究。

可變電感能有效降低電磁干擾，因而被廣泛應用于LED驅動器等應用領域[11]。

本文提出，采用磁控制的可變電感代替諧振電感，并與雙變壓器LLC諧振變換器相結合的方案：將輸出電壓轉換成電流信號，從而控制磁芯的飽和程度，實現電感量的可變，使輸出電壓保持穩定；同時，采用可變電感和改變開關頻率的混合控制來提高變換器的工作效率。

1 雙變壓器變換器工作原理

雙變壓器變換器的拓撲結構如圖1所示。圖1中：變壓器T2與Lr、Cr、T1串聯構成雙變壓器結構。輔助雙向開關管S5、S6與變壓器T2的主繞組并聯。變壓器T1和T2的副邊通過2個整流電路并聯，分擔負載。Nac為Lr的主繞組，N1、N2為其附加繞組。反饋回路通過控制直流偏置電流Idc來實現電感量的控制。

圖1 雙變壓器LLC諧振變換器拓撲結構圖Fig. 1 Topology diagram of dual transformer LLC resonant converter

1.1 電路拓撲原理分析

基于可變電感的雙變壓器變換器的工作波形如圖2所示。

圖2 變換器的工作波形Fig. 2 Working waveform of the converter

圖2中，開關管S1、S4和S2、S3互補導通，占空比各為50%。于是，Uab成為占空比為50%、峰值為±Uin的方波。

當變換器工作在定頻模式時，雙向開關S5和S6開通，變壓器T2關閉，自動切斷整流器2。該變換器成為一個傳統的全橋LLC諧振變換器。

當變換器工作在混合控制模式時，考慮原邊的環流損耗很大，此時：雙向開關S5和S6關閉，變壓器T2開通；一次側總磁化電感由Lm1增加到Lm1+Lm2，使得磁化電流減小，損耗降低。這時，變換器成為雙變壓器LLC諧振變換器。這樣，在保持低磁化電流的同時，實現了直流增益范圍的擴大，也提高了效率。

為便于分析雙變壓器LLC諧振變換器工作原理，現規定：

（1）開關管、整流二極管均為理想狀態。

（2）S1—S6的寄生電容大小相等。

（3）2個變壓器的匝數比分別為n1和n2，且n2=n1Lm1/Lm2。

為使開關損耗降低，將雙變壓器的LLC工作設置在零電壓切換（Zero voltage switch，ZVS）區域；此時，定頻模式和混合控制模式的工作模態相似。

以混合控制模式為例，考慮工作狀態對稱性，選取正半周期進行分析，具體如下。

開關模態1——[t0～t1]。對應等效電路圖如圖3所示。圖3中：在t0時刻之前，開關管S2、S3開通，iLr為負，T1、T2原副邊繞組中電流值均為0。t0時刻，所有的開關管全都關閉；此時諧振電流iLr為負，iLr分別給 S1、S2、S3、S4的寄生電容充放電。當Ua上升到Uin，且Ub下降到0時，S1、S4的體二極管流過電流iLr，為ZVS開通創造條件。t1時刻模態1結束。

圖3 變換器工作模態1Fig. 3 Transformer operating mode 1

開關模態 2——[t1～t2]。對應的等效電路圖如圖4所示。圖4中，在t1時，開關管S1、S4實現ZVS開通，T1、T2副邊整流二極管D1和D4與D5和D8開始導通；勵磁電感Lm1、Lm2的輸出電壓被變壓器鉗位為U0；Lr與Cr發生串聯諧振，輸入電壓源通過諧振支路向負載傳輸能量。當Lr上的電流等于Lm上的電流時，該模態結束。

圖4 變換器工作模態2Fig. 4 Transformer operating mode 2

開關模態 3——[t2～t3]。對應的等效電路圖如圖5所示。圖5中，在t2時刻，iLr=iLm，T1、T2副邊電流自然降到0，D1和D4，D5和D8實現ZCS關斷。此時，Lm1、Lm2不再受到輸出電壓鉗位，與諧振電感Lr、諧振電容Cr一起諧振。t3時刻，S1、S4關斷，該模態結束。t3時刻變換器進入對稱的新模態。

圖5 變換器工作模態3Fig. 5 Transformer operating mode 3

1.2 可變電感控制電壓增益分析

通過上述的模態分析，利用基波分析法可得該諧振變換器的交流等效電路，如圖6所示。

圖6 雙變壓器LLC變換器等效電路Fig. 6 Equivalent circuit of dual transformer LLC converter

基于基波分析法的雙變壓器模式下的LLC諧振變換器電壓增益：

式中：Ln=(Lm1+Lm2)/Lr，為歸一化電感量；Q=Z0/Req為品質因數，，為交流等效電阻，Z0為特征阻抗；fn=fs/fr，為歸一化頻率，fs為開關頻率，fr為串聯諧振頻率；m=Lm2/Lm1，為勵磁電感比。

在利用可變電感來代替諧振電感時，諧振網絡中Lr發生變化會引起Ln、fr、fn也發生變化。假設Lr為電感初始值，Lr′為電感變化后的值，對Lr′進行標幺值處理可得：

將式（3）帶入式（1），可以得到電壓增益與諧振電感Lr變化量a的關系式：

由式（4）可知，基于磁控制的可變電感雙變壓器LLC變換器可以增大電壓增益。

電壓增益M隨a變化的曲線如圖7所示。從圖7中可以看出，在fn＜1情況下，變換器電壓增益隨著a的減小而增加；這有利于增大輸入電壓范圍，減小開關損耗和磁性元件損耗。當通過頻率跟蹤使變換器工作開關頻率在諧振頻率附近時，可以提高變換器的工作效率。

圖7 不同a取值下的電壓增益曲線Fig. 7 Voltage gain curves under differentavalues

2 可變電感的控制原理

可變電感是通過控制磁芯的飽和程度來實現電感變化的。如圖8所示，EE型可變電感由磁芯結構和一個主繞組加雙輔助繞組構成，2個輔助繞組以相同的匝數繞制兩邊的磁柱上[12,13]。文獻[14]假設邊柱磁導率為υ1且感量處處相等，推導了一種可變電感的感量，其表達式如下：

式中：υ1、υ2、υ3分別為邊柱、中柱和中柱氣隙的磁導率；L1、L2、L3分別為邊柱、中柱和氣隙磁路的長度；A1、A2、A3分別為端柱、邊柱、中柱的截面積，且A3=2A1=2A2；N為磁芯繞制的匝數。

υ1受到反饋回路的偏置電流Idc的控制。當Idc足夠大時，邊柱和端柱的磁芯達到飽和，磁導率最小，于是接入電路電感值也最小；隨著偏置電流Idc減小到臨界值，即當邊柱和端柱的磁導率跟中柱的磁導率一樣時，接入電路中的電感值達到最大值。

3 控制系統設計

3.1 控制模塊設計

若只通過改變諧振電感值來調節輸出電壓保持恒定，則變換器工作在定頻模式。調節原理如圖9所示。此時，輸出的電壓經過PI調節得到的仍然是電壓信號。該信號需要經過壓控電流源變為電流信號來調節可變電感的電感量。壓控電流源由運算放大器和功率三極管組成，其目標是使偏置電流隨著運放正相輸入電壓變化而變化，從而改變電感值，最終實現系統的閉環控制。

圖9 電感量調節原理圖Fig. 9 Schematic diagram of inductance adjustment

定頻模式下，當變換器工作點遠離諧振頻率時，變換器效率就比較低。為了提高變換器的工作效率，采用一種基于磁控制可變電感和開關頻率的混合控制，使變換器的工作效率得到提升。這時就需要在定頻模式的基礎上，增加一個頻率跟蹤系統來跟蹤諧振頻率[15]。

頻率跟蹤的原理圖如10所示。圖10中：系統首先需要采集諧振腔回路電流和諧振腔兩端的電壓、電流信號；將采集到的電壓和電流通過過零比較電路轉化成方波；將轉化的電壓和電流的方波傳輸給相位檢測模塊，輸出電壓和電流的相位差值θ；通過頻率跟蹤算法計算出一個讓θ值為零時的頻率f；將經過 PI調節后的頻率傳輸給PWM發生器，PWM產生一個相對應頻率的PWM波來驅動開關管，使變換器始終工作在諧振頻率點附近。

圖10 頻率跟蹤原理圖Fig. 10 Schematic diagram of frequency tracking

3.2 變換器參數設計

雙變壓器LLC諧振變換器參數設計為：輸入電壓100～120 V，輸出電壓為12 V，Ln初始值設置為3，m=1/7，Q為0.5。

根據輸入輸出電壓可以計算出變壓器的變比n1：

為了保證變換器工作在區域 2，原邊開關管ZVS導通、整流管ZCS關斷，Uin取最大輸入電壓；考慮到整流管壓降和其他誤差的存在，變比n1確定為9.1。

諧振電容的計算公式如下：

當系統的原邊開關管ZVS導通，副邊整流管ZCS關斷時，變換器具有較高效率。在最大輸入電壓情況下，諧振電感應為最大值：

Ln=3時，變壓器的勵磁電感值為：

隨著輸入電壓的降低，需要通過減小可變電感來提高電壓增益。當a=0.5，即Ln=6時，可以達到最低輸入電壓時的增益要求。求出可變電感的最小值：

4 實驗結果

制作樣機并進行實驗測試。

樣機如圖11所示，變換器所用參數如表1。

圖11 實驗樣機Fig. 11 Experimental prototype

表1 實驗參數Tab. 1 Experimental parameters

在額定負載下，原邊開關管S1在定頻模式和混合控制模式下的軟開關實驗波形如圖12所示。圖12中，VGS1為S1的驅動電壓波形，VDS1為漏源極電壓波形。從圖12可看出，開關管S1的兩端電壓在驅動電壓到達之前已經降為零；這說明，原邊開關管在2種模式下都可實現ZVS導通。

圖12 定頻模式和混合模式下ZVS電壓波形Fig. 12 ZVS voltage waveform in fixed frequency and mixed mode

在額定負載下，副邊整流二極管D1在定頻模式和混合控制模式下的軟開關實驗波形如圖13所示。圖13中，iD1為流過二極管D1的電流波形，iLr、iLm分別為諧振電流和勵磁電流波形。從圖13中可以看出，當iLr=iLm時，流過副邊二極管D1的電流已經為0；該結果表明，副邊整流管在2種模式下都可以實現ZCS關斷。

圖13 定頻模式和混合模式下ZCS電流波形Fig. 13 ZCS current waveform in fixed frequency and mixed mode

圖14示出了變換器在定頻模式和混合控制模式下的輸入輸出電壓波形。從圖14中可以看出，當輸入電壓在100～120V范圍變化時，2種模式的輸出電壓均可以穩定在 12V；該結果與理論分析基本一致。

圖14 定頻模式和混合模式輸入輸出電壓波形Fig. 14 Input and output waveforms in fixed and mixed mode

圖15示出了額定負載情況下，定頻和混合控制2種模式下的效率與輸入電壓的關系曲線。從圖15可以看出，當輸入電壓增大時，變換器效率逐漸升高，效率最高達到93.25%。

圖15 輸入電壓與效率關系曲線Fig. 15 Relationship curve between input voltage versus efficiency curve

5 結論

本文提出使用磁控制的可變電感和雙變壓器LLC諧振變換器相結合的控制方案。

實驗結果表明，變換器在2種控制模式下均能實現軟開關特性和輸出電壓穩定。

分析所測得的2種模式下的效率曲線，發現在輸入電壓比較低時，混合控制模式下變換器的效率相較于定頻模式有明顯的提升。