一種新型寬電壓范圍的DHC-LT雙向諧振型DC-DC變換器

張書槐，吳學智，王忠瀟

（1.北京交通大學電氣工程學院，北京 100091；2.北京動力源科技股份有限公司，北京 100070）

大量分布式儲能DG（distribution generation）、電動汽車EV（electric vehicle）、不間斷電源UPS（uninterrupted power supply）的接入，對寬電壓范圍的高頻高效率雙向DC-DC變換器提出了更高的要求[1-5]。考慮到電氣隔離的實際需求，隔離型雙向DC-DC變換器已被廣泛應用。隔離型雙向DC-DC變換器被劃分為兩種，一種是PWM型雙向DC-DC變換器，另一種是諧振型雙向DC-DC變換器[6]。PWM型雙向DC-DC變換器多通過調節占空比和移相角度，輕松實現對功率和電壓的調節，并獲得零電壓開關 ZVS（zero voltage switching）軟開關特性[7-9]。而且，很多PWM型雙向DC-DC變換器可實現功率的自然雙向變換。然而，PWM型電路中的關斷電流難以達到0，因此不易實現零電流開關ZCS（zero current switching）軟開關。為提升變換效率，近年來多采用諧振型雙向DC-DC變換器，通過電容和電感諧振的方式，使得電路中的電流呈現出正弦狀，從而獲得ZCS特性并進一步提升變換器效率[10-15]。但是，如何在保證高效率的前提下獲得雙向的寬電壓增益范圍，以適應分布式儲能和電動汽車充放電等場景，依舊是一個研究熱點。以常規的48 V電池組為例，其充電和放電時的實際運行端電壓在40～60 V之間波動，對于經常工作在主諧振頻率附近的諧振電路來說不易實現如此寬的電壓增益范圍。為此，眾多學者針對此課題進行了深入研究。

圍繞著獲得更高的增益進行了大量的研究。文獻[16]采用了斷續模式的LLC電路，提升了變換器增益，經過對比，其效率要高于DAB拓撲，但有待進一步提升；文獻[17]在橋臂中點之間加入了一個勵磁電感，使得LLC在升壓工作時獲得了和降壓方向工作時同樣的增益，但是其樣機功率不高，需要在更大功率的場景下得到驗證。為了提高單機功率，文獻[6]參考了串聯諧振LLC和CLLC拓撲，最終在LLC的基礎上添加了一個輔助變壓器和一個低壓側諧振電容，獲得了雙向的高電壓增益。采用類似結構，文獻[18]提出了一種新型的CDT-LC拓撲結構，該拓撲結構可以在很窄的頻率范圍內，獲得很寬的電壓增益范圍；為進一步減小諧振電流有效值，文獻[19]提出了一種LLCL雙向DC-DC變換器，在LLC基礎上，增加一個電感和變壓器并聯，并且將LLC原先的諧振電容轉移到低壓側，最終擴大了增益范圍。綜上，使用復雜的諧振腔可獲得高增益，但如何減小體積，提升效率依舊值得研究。

為獲得更低的增益，諧振型雙向DC-DC變換器可采用間歇工作模式[20]、PWM控制[21]、拓撲變換[22]和移相控制[23]4種方式。間歇工作模式簡單可行，但會帶來較大的輸出電壓紋波；PWM控制通過調節驅動信號的占空比，調節諧振腔輸入電壓的交流分量，從而降低輸出直流電壓，但該方式容易失去ZVS特性；拓撲變換將全橋逆變器變成半橋逆變器，相同負載和相同開關頻率下增益降低一半，但該方式只適合特定的拓撲和特定的場景，不具備普適性；移相控制，通過調節全橋電路內部超前橋臂和滯后橋臂的相位差，對輸出功率和電壓進行控制。此方法使得每個管子關閉的時刻都有較大的關斷電流，因此開關管開通時容易出現負電流，此舉容易實現ZVS并提升效率。

針對上述問題，本文提出了一種新型的雙高壓側電容器DHC（double high-voltage-side capacitors）-LT拓撲，相比于CLTC和CDT-LC兩種電路，將諧振電容從低壓側放置到高壓側，減小了DC-DC變換器的體積和導通損耗。本文分析了該電路的拓撲結構、工作模態、諧振頻率和ZVS特性。通過斷續模式DCM（discontinuous conduction mode）下的增益分析可知該電路可以獲得較高的輸出電壓，而通過對移相控制的分析可知該電路可以獲得較低的輸出電壓。此外，本文還提出了一種新型的磁偏信號檢測和調節方案，有效調節了DHC-LT的變壓器磁偏現象。最終，在實驗室中搭建了一臺2.5 kW的樣機，驗證以上理論分析。

1 變換器的工作原理

1.1 拓撲結構說明

本節對所提出電路的拓撲結構和工作模態進行了分析。圖1展示了DHC-LT諧振型雙向DC-DC變換器BDC（bidirectional DC-DC converter）的拓撲結構。圖中，Cr1和Cr2為2只高壓側諧振電容，LT代表1只諧振電感Lr和2只高頻變壓器T1和T2，UH為高壓側的母線電壓，UL為低壓側母線電壓，CH是高壓側母線濾波電容，CL是低壓側母線濾波電容，Coss_L為低壓側MOSFET的輸出電容，Coss_H為高壓側MOSFET的輸出電容，8只MOSFET組成了高壓側和低壓側的2個全橋，其中M1～M4組成了高壓側的單相全橋，M5～M8組成了低壓側的單相全橋。諧振電感Lr和諧振電容Cr1位置和CLTC與CDT-LC保持一致。T1為主變壓器，匝比為n1∶1；T2為輔助變壓器，匝比為n2∶1。雙變壓器的結構改變了諧振腔特性，也使得降壓和升壓兩個方向工作時諧振腔基本保持對稱，兩個方向均可以獲得高于1的增益。相對于CDT-LC[18]，DHC-LT的諧振腔內無功功率更小，因此其導通損耗會隨之降低。相對于CLTC[6]，本文中提出的DHC-LT電路拓撲將CLTC的低壓側諧振電容改放在諧振腔的高壓側，達到了降低諧振電容導通功耗和提升功率密度的效果，有利于擴充單機最大功率。

圖1 DHC-LT諧振型雙向DC-DC變換器Fig.1 DHC-LT resonant BDC

1.2 降壓模式

該變換器采用脈沖頻率調制PFM（pulse frequency modulation）的方式，在降壓模式下，M5～M8使用同步整流SR（synchronous rectification）做驅動。在升壓模式下，不使用同步整流，由M1～M4的體二極管D1～D4做不控整流。

為了便于分析，圖2中的降壓工作模態給出了DHC-LT的電壓電流和門級信號。圖中，i14為M1和M4上通過的電流，i23為M2和M3上流經的電流，i58為M5和M8上流經的電流，i67為M6和M7上流經的電流，為流經Lr的電流，為流經Cr2的電流，Uds1和Uds4為M1和M4的漏源之間電壓，Uds2和Uds3為M2和M3的漏源之間電壓，S1和S4為開關管M1和M4的驅動信號，S2和S3為開關管M2和M3的驅動信號，S5和S8為開關管M5和M8的驅動信號，S6和S7為開關管M6和M7的驅動信號。

圖2 DHC-LT雙向諧振型變換器降壓工作的模態Fig.2 DHC-LT resonant BDC in step-down operation mode

從高壓側向低壓側傳遞能量時等效電路如圖3所示。和LLC一致，DHC-LT變換器可以工作在斷續模式或連續模式下。當工作頻率低于主諧振頻率時，DHC-LT工作在斷續DCM模式下；當工作頻率高于主諧振頻率時，DHC-LT工作在連續模式CCM（continuous conduction mode）下。圖3為半個開關周期中的模態，斷續模式下有3種模態，依次為模態Ⅰ、模態Ⅱ和模態Ⅲ；而連續模式下有2種模態，依次為模態Ⅰ和模態Ⅱ。半周期工作模態的具體分析如下。

圖3 降壓模式下的等效電路Fig.3 Equivalent circuits in step-down mode

模態Ⅰ[t0-t1]：模態Ⅰ為高壓側MOSFET之間的死區時間。在該模態剛剛開始的階段，M2和M3剛剛關斷，高壓側諧振腔里的電流給M2和M3的結電容充電，給M1和M4的結電容放電，直到M1和M4的二極管開通，M1和M4的電壓被鉗位。該狀態保持到t1時刻，本模態結束，高壓側MOSFET實現ZVS開通。

模態Ⅱ[t1-t2]：模態Ⅱ為高壓側MOSFET開通之后的第1段時間，該模態中能量從高壓側傳遞向低壓側。M1、M4、M5和M8于t1時刻開通，諧振電流以頻率為fr（第1諧振頻率）的正弦波工作。在t2時刻，iLr

模態Ⅲ[t2-t3]：模態Ⅲ為高壓側MOSFET開通之后的第2段時間，該模態中沒有能量從高壓側傳遞向低壓側。由于在t2時刻iCr2和i58為0，M5和M8實現了ZCS，其關斷損耗得以降低。高壓側諧振腔內進入第2段諧振，其諧振頻率為fr2,SD。t3時刻，M1和M4關斷，半周期結束。

1.3 升壓模式

圖4為升壓模式下的工作模態，其中Uds5和Uds8為M5和M8的漏源之間電壓，Uds6和Uds7為M6和M7的漏源之間電壓，iCr1為流經Cr1的電流。

圖4 DHC-LT雙向諧振型變換器升壓工作的模態Fig.4 DHC-LT resonant BDC in step-up operation mode

和降壓工作時一樣，當工作頻率低于主諧振頻率時，DHC-LT工作在DCM下；當工作頻率高于主諧振頻率時，DHC-LT工作在CCM下。圖5為半個開關周期中的模態圖，斷續模式下有3種模態，依次為模態Ⅰ、模態Ⅱ和模態Ⅲ；而連續模式下有2種模態，依次為模態Ⅰ和模態Ⅱ。半周期中具體分析如下。

圖5 升壓模式下的等效電路Fig.5 Equivalent circuits in step-up mode

模態Ⅰ[t0-t1]：模態Ⅰ為低壓側MOSFET的死區時間。在該模態剛剛開始的階段，M6和M7剛剛關斷，低壓側諧振腔里的電流給M6和M7的結電容充電，給M5和M8的結電容放電，直到M5和M8的二極管開通，M5和M8的電壓被鉗位。該狀態保持到t1時刻，本模態結束，低壓側MOSFET實現ZVS開通。

模態Ⅱ[t1-t2]：模態Ⅱ為低壓側MOSFET開通之后的第1段時間，該模態中能量從低壓側傳遞向高壓側。在該模態中，M5和M8于t1時刻開通，諧振電流以頻率為fr（第1諧振頻率）的頻率工作，呈現正弦波。在t2時刻，iCr1、i14變為0。

模態Ⅲ[t2-t3]：模態Ⅲ為低壓側MOSFET開通之后的第2段時間，該模態i23中能量在低壓側循環，不消耗能量也不向高壓側傳遞能量。低壓側諧振腔內進入第22段諧振，其諧振頻率為fr2,SU。由于t2時刻的高壓側電流iCr1為0，因此M1和M4的體二極管D1和D4以零電流關斷。此階段中，由于高壓側的MOSFET沒有向高壓母線傳遞能量，因此D1和D4的漏源電壓在UH/2附近波動。

2 電路特性分析

2.1 諧振頻率

計算主諧振頻率，可將諧振腔的輸出短路，計算輸入阻抗為0時對應的頻率，該頻率為主諧振頻率fr。該頻率在兩個方向工作時保持一致，ωr和J為計算中的中間變量，表示為

同樣地，將諧振腔的輸出開路，可以獲得降壓和升壓工作時的第2諧振頻率。由于計算過程過于復雜，降壓工作時，忽略Cr2。第2諧振頻率fr2,SD約為

升壓工作時，第2諧振頻率fr2,SU約為

2.2 ZVS分析

降壓工作時，若實現ZVS，高壓側的MOSFET需要滿足串聯電感上的能量可為高壓側2只MOSFET的結電容充電，為另外2只結電容放電，有

高壓側的MOSFET關斷電流ISD,off可以表示為

式中，Ts為開關周期。

升壓工作時，若實現ZVS，也需要滿足高壓側串聯諧振電感上的能量，可給低壓側兩只MOSFET的結電容充電，給另外2只結電容放電，有

低壓側的MOSFET關斷電流ISU,off可以表示為

2.3 增益特性

為研究本文所提拓撲的增益特性，采用了基波等效分析方法，繪制了降壓和升壓2種模式下的增益曲線，如圖6所示。可以看到，降壓模式下，同LLC相似，在主諧振頻率附近電壓增益基本不隨負載R的變化而變化。隨著開關頻率的降低，電路中呈現出更多的感性，特別是2個變壓器勵磁電感的存在，使得增益可以在諧振點增益的基礎上繼續提升。負載越輕，輸出直流電阻越大，勵磁電感起到改變增益的作用越強，因此電壓增益上抬越明顯。同時，升壓模式下，此變換器利用2個變壓器之間的壓差，在Cr2上形成電流并傳遞到高壓側母線上去。因此，在參數設計時，Lm2一般會小于Lm1，保證升壓模式下，本變換器可以傳遞更大的電流并形成更高的高壓側電壓。

圖6 增益曲線Fig.6 Voltage gain curves

3 移相控制

為拓寬DHC-LT的輸出電壓范圍，本文采用了定頻加橋內移相的方式，降低了輸出電壓[23]。以降壓模式舉例，當超前橋臂的MOSFET關斷之后，橋內兩上管或兩下管同時開通。輸入一側的中點間電壓降低為0，此時流過諧振電感Lr的電流依舊大于變壓器T2的勵磁電流，因此變壓器繼續向輸出側傳遞能量。之后，諧振電感電流下降而T2勵磁電流上升，直到兩者相同。此時變壓器不再向后傳遞能量，此狀態被稱為非連續模式。如果在半個開關周期結束之前，諧振電感的電流依舊大于T2的勵磁電流，則不出現第2段諧振。此狀態被稱為連續模式。具體工作模態的移相示意如圖7所示，降壓工作時，M1和M2組成了超前橋臂，M3和M4組成了滯后橋臂，定義0～t1之間的時間為有效占空比時間DTs/2。

圖7 降壓斷續模式下的移相示意Fig.7 Schematic of phase-shift in step-down mode(DCM)

當占空比D減小時，變換器向低壓側傳遞的電流減小，因此輸出電壓會降低。使用時域分析方法，對該變換器建模，可以精確還原各個狀態變量的數值。但是該方法在工程應用中不夠簡單和直接，因此本章不對該變換器進行精確建模，只通過近似計算的方式，獲得DHC-LT的器件應力，并計算移相模式下的軟開關條件。

由于從0到半周期結束的時段內，Cr2的電壓平均值為0，因此近似認為2個變壓器的高壓側電壓ULm1和ULm2在0～t1時段內相等。則有

近似認為uCr1在t2時刻之后不再增長，維持不變，則Cr1和Cr2在t2時刻的端電壓為

式中：MSD為主諧振點處降壓模式下的電壓增益，MSD=UL/UH；RSD為降壓模式下的低壓側電阻負載。

因此，在t1和t2之間的時段內，諧振電感Lr上承受的電壓為

因此有

而t2時刻的剛好等于此刻的總和，所以

由于 0～t1時段內，iLr以正弦波Asin(ωt+θ)的方式變化。因此聯立方程，求解正弦波幅值A和初始相位角θ和t2，得

求解式（15）可得

由式（11）和式（16）可以得知，開關頻率變低，負載加重，諧振電容的電壓應力會提升。而開關頻率變低，負載加重和移相角度的加大，會使得高壓側MOSFET的電流峰值增加。

此外，參考第2.2節可以得知，相同開關頻率下，移相會導致高壓側MOSFET關斷電流減小，因此不利于ZVS。但高壓側MOSFET關斷電流只要滿足式（6），依然可以實現軟開關。

4 磁偏調節

升壓工作模式下，低壓側變壓器容易出現磁偏現象。為了平衡兩變壓器的磁通量，消除磁偏，維持DHC-LT變換器的穩定運行，本文提出了一種新的磁偏信號處理方式。本文變換器采用了文獻[24]中提出的拾取繞組，有效地檢測出磁偏信號，且不影響變壓器的原有體積。

磁偏信號的具體處理流程如圖8所示。圖中，GM7(t)是對Ugs7上升沿的微分，使得開關管M9在Ugs7開通的時刻開通；同樣地，GM8(t)是對Ugs8上升沿的微分，使得開關管M10在Ugs8開通的時刻開通；2個拾取繞組的輸出電壓信號u1(t)和u2(t)，在M9和M10開通的時刻，被傳遞到了后方，再經過R1和R2兩個電阻的分壓，被傳遞到了數字信號處理器DSP（digital signal processor）的AD采樣口BF1和BF2；與此同時，GM7(t)和GM8(t)也被傳遞到了DSP的AD采樣口，作為BF1和BF2采樣的同步時鐘。所以當GM7(t)和GM8(t)信號出現了高電平的時候，DSP可以采集到磁偏信號BF1或BF2。

圖8 磁偏檢測硬件電路Fig.8 Hardware circuit for bias detection

圖9所示為DSP處理磁偏信號BF1和BF2的流程。DSP每20 μs按照圖9的流程執行一次，每次只對超前橋臂M5和M6的驅動進行修正。每個變壓器的2個磁偏信號出現了一個高另一個低的狀態，其對應開關管（M5或M6）的高電平時間都要在上一控制周期數值的基礎上相應縮減30 ns。出現2個信號都是低或者2個都是高的情況，則認為不存在磁偏，因而可以不調節S5和S6的高電平時間。此方案簡單可行，DSP可快速檢測到磁偏并進行實時響應，達到平衡磁通消除磁偏的效果。

圖9 磁偏信號軟件處理流程Fig.9 Flow chart of bias signal software processing

5 實驗驗證

為驗證本文的理論分析，在實驗室中搭建了一套2.5 kW的DHC-LT樣機，如圖10所示，并采用TMS320F280048的DSP對該樣機進行數字控制。具體樣機參數見表1。

圖102 .5 kW DHC-LT樣機Fig.10 2.5 kW DHC-LT prototype

表1 樣機參數Tab.1 Parameters of prototype

如圖10所示，該樣機尺寸為250 mm×82 mm×32 mm，其功率密度為2 207.2 W/m3。由于將諧振電容的位置改變，相比于CLTC，DHC-LT擁有更高的功率密度和更低的電容導通損耗。SRC60R022FB的導通電阻為22 mΩ，且有快恢復體二極管。而低壓側選擇了開關管FDP2D3N10C，導通阻抗低，適合做同步整流使用。為實現軟開關，勵磁電感選擇了比較小的數值。

圖11為DHC-LT的實驗波形。圖11（a）中，第1段諧振持續時間約等于半個諧振周期4 μs。第1段諧振結束之后第2段諧振出現，直到高壓側MOSFET關閉。圖11（b）為升壓工作時的低壓側MOSFET軟開關波形，M5的漏源電壓先下降，然后其驅動信號由0變1，因此M5實現了ZVS軟開關。圖11（c）為降壓工作時的波形，DHC-LT的開關頻率約為160 kHz，高于主諧振頻率125 kHz，而iLr波形近似直線，也證明了此時的工作頻率明顯高于諧振頻率，第2段諧振尚未出現半個開關周期就已經結束，與理論分析保持一致。圖11（d）中UAB為高壓側中點間的電壓，定頻（開關頻率200 kHz）移相模式下的波形，由于移相時間（中點間電壓為0的時間）過長，變換器進入了斷續模式，高壓側MOSFET難以實現ZVS。圖11（e）為定頻（開關頻率200 kHz）移相模式下的波形，由于移相時間較短，變壓器維持在連續模式，高壓側MOSFET的關斷電流較11（d）更高，因此高壓側MOSFET可以實現ZVS。圖11（f）為磁偏調節的波形，從左到右M6驅動Ugs6的高電平時間逐步縮短，對應的磁偏信號BF1也逐步接近低電平。證明第4節的磁偏調節策略有效。

圖11 DHC-LT的實驗波形Fig.11 Experimental waveforms of DHC-LT

圖12為DHC-LT的效率曲線。降壓模式下，輸出電壓50 V時的最高效率約為97.3%，滿載效率為96.8%；而升壓模式下，輸入電壓50 V時的最高效率為97.4%，滿載效率為95.7%。對比2 kW的PWM型變換器[5]的最高效率94.9%和滿載2 kW效率94.0%可知，DHC-LT采用諧振技術降低了開關損耗，因而在效率上有一定優勢。對比同為2.5kW的CDT-LC變換器的最高效率97.0%和滿載效率96.2%可知，DHC-LT電路由于改變了諧振電容的位置并減小了諧振腔內的無功傳輸，因而可以獲得更高的效率。

圖12 DHC-LT的效率曲線Fig.12 Efficiency curves of DHC-LT

6 結語

本文提出了一種新型的DHC-LT諧振型雙向DC-DC變換器。通過對電路模態、諧振頻率和ZVS特性的分析可知，該變換器有ZVS和ZCS的特性，因而可以獲得較高的效率。相比于CLTC和CDTLC兩種電路，將諧振電容從低壓側放置到高壓側，可減小DC-DC變換器的體積和導通損耗。此外，其輸出電壓范圍寬，較大功率下依舊可以獲得高增益，適合應用于分布式儲能，微電網和車載電源等場景中。隨后，采用了簡化的時域計算方法，還原了移相模式下諧振腔內部的行為，獲得了開關管的電流應力和諧振電容的電壓應力表達式，并分析了移相模式對ZVS的影響。此外，本文還提出了一種新型的變壓器磁偏調節方式，利用全新的磁偏信號調理電路和DSP數字處理方式，實現了磁偏的動態消除。最終，搭建了一臺2.5 kW的DHC-LT實驗樣機，功率密度為2 207.2 W/m3。使用該樣機對本文所提出的理論進行了驗證，降壓工作輸出50 V時的最高效率為97.3%，升壓工作輸入電壓50 V時的最高效率為97.4%，對比同功率等級的PWM變換器和CDT-LC諧振型變換器具有一定優勢。