采用CMOS工藝的W波段相控陣收發機設計

朱 偉， 王瑞濤， 王 燕

(清華大學集成電路學院， 北京 100084)

0 引 言

工作在W波段的毫米波成像雷達和通信系統因其高分辨率和高數據傳輸速率而受到越來越多的關注。2018年2月，聯邦通信委員會(FCC)通過了在95 GHz以上的各種頻段(包括 95～109.5 GHz 之間的4個頻段)使用千兆赫茲頻譜的固定點對點(PTP)應用的提議，這表明工業界和學術界對W波段毫米波雷達和通信系統的需求非常迫切。

近年來，國內外研究人員圍繞W波段毫米波相控陣收發機開展了多項工作。其中，加州大學伯克利分校的研究團隊于2017年發布了一款W波段收發機系統，該工作采用130 nm SiGe BiCMOS工藝實現，實現了9.5 dB的接收通道噪聲系數和6.4 dBm的發射通道飽和輸出功率()， 并且具有5.9位的有效移相位數，然而該工作沒有集成收發開關和衰減器。IBM公司的研究團隊于2018年發布了一款W波段收發機前端，同樣采用130 nm SiGe BiCMOS工藝實現，具有7.8位的有效移相位數、7 dB的接收通道噪聲系數和7.8 dBm的發射通道飽和輸出功率。該工作集成了收發開關，但是插入損耗較大，導致噪聲和輸出功率性能較差，而且只集成了1位的衰減器。對上述工作進行總結可以得到如下的結論：

1) 以上這些團隊均沒有采用CMOS工藝實現，原因主要在于CMOS工藝較低的特征頻率和擊穿電壓不利于在W波段實現高的增益和輸出功率以及CMOS工藝固有的高損耗襯底降低了電路的效率。

2) 目前即使在昂貴的SiGe BiCMOS和InP HBT工藝下，實現高精度的移相仍然是一個巨大的挑戰。目前W波段的移相結構比較單一，文獻[1-3]采用有源矢量插值，文獻[4-5]采用反射式移相結構。這兩種結構在W波段均存在較大的局限性，受限于W波段的有源級增益較低，線性度較差，有源矢量差值移相器的增益通常很低，線性度很差，這會大幅度惡化發射通道的功率效率和線性度；受限于無源器件和晶體管開關的品質因子，反射式移相器的移相精度通常較低，并且在各個象限的移相精度相差較大，需要復雜的譯碼電路，這會增加系統的集成成本。因此這兩種結構并不適用于W波段的高精度移相。

3) 國際上W波段的低損耗開關以及高精度衰減器至今仍然是空白。盡管在文獻[5]中IBM采用了低毫米波波段經常采用的基于1/4的收發開關結構，但該結構在W波段的損耗達到了2.5 dB，這大幅度惡化了發射通道的輸出功率和效率。

因此，利用 CMOS 工藝實現集成了高性能收發開關、移相器和衰減器的 W 波段相控陣收發機具有重要的意義。

1 電路架構和系統設計

為解決上述難題，我們在本文中提出了一種采用65 nm CMOS工藝的W波段雙向相控陣收發機前端，用來支持通信和雷達應用。該收發機前端系統框圖如圖1所示，它包括收發開關、低噪聲放大器、功率放大器、移相器和衰減器等關鍵模塊。本工作解決了高頻率毫米波相控陣收發機前端的3個關鍵問題，第一個是傳統收發開關的插入損耗過大，第二個是傳統移相器和衰減器的分辨率受限，第三個是傳統移相器和衰減器的增益和相位變化過大。本工作在W波段電路設計中多次應用了電磁耦合的概念，并將基于耦合線的收發開關、移相器和衰減器集成在收發機前端中。除此之外，低噪聲放大器和功率放大器均采用了帶中和電容的差分對這一經典結構。測試結果顯示，本次設計的相控陣收發機前端實現了小于1 dB的收發開關插入損耗，在輸出功率為15.1 dBm時達到了高于12.3%的峰值功率附加效率，具有小于1°的相位分辨率和小于1 dB的增益分辨率，并且滿足小于±2.1 dB的增益波動和小于±6°的相位變化。

圖1 收發機前端系統框圖

2 各關鍵模塊設計

2.1 收發開關

傳統的基于四分之一波長傳輸線的收發開關存在插入損耗過高、占用面積過大和需要額外匹配網絡等問題，為了解決上述問題，我們提出了兩種類型的基于耦合線的收發開關，如圖2(a)和(b)所示。

(a) 第一種收發開關

(b) 第二種收發開關圖2 收發開關原理圖

下面將分別闡述兩種收發開關的具體結構和創新之處。對于第一種類型的收發開關，該收發開關由4段主耦合線組成。其中耦合線將來自耦合線的功率放大器差分輸出信號耦合到天線端口，而耦合線將來自耦合線的輸入信號耦合到低噪聲放大器的輸入信號，同時，耦合線和耦合線一同實現了低噪聲放大器中晶體管的跨導提升。此外，我們在低噪聲放大器的輸入端引入了晶體管，該晶體管可以增強接收通道和發射通道的隔離度。除了以上幾個功能，這4段耦合線既實現了低噪聲放大器的輸入阻抗匹配，又實現了功率放大器的輸出負載匹配，而且無需額外的匹配網絡，有效節省了芯片面積。對于第二種類型的收發開關，該收發開關由3段主耦合線組成。功率放大器的輸出和低噪聲放大器的輸入共用耦合線。通過控制VDD和GND之間的耦合線上的電壓，收發機前端可以分別切換到接收和發射模式。第二種類型的收發開關去除了低噪聲放大器輸入端的晶體管開關，同時也消除了第一種類型收發開關中和之間不希望的電磁耦合，因此當作為功率放大器輸出負載的晶體管的尺寸不是很大時該種類型的收發開關在插入損耗方面具有天然的優勢。

為了定量評估我們提出的基于耦合線的收發開關的性能，以第一種類型的收發開關為例進行單獨的流片驗證和測試，測試結果如圖3所示。從圖中可以看出，第一種類型的收發開關在80～106 GHz頻率范圍內實現了小于1 dB 的插入損耗和大于24.5 dB的收發隔離度，該結果證明本次設計的收發開關相比傳統收發開關具有顯著的優勢。

圖3 收發開關主要性能的測試結果

2.2 移相器設計

本文提出的移相器原理圖如圖4所示。

綜上所述,氨磺必利與奧氮平治療急性期精神分裂癥患者的臨床效果均較為理想,但在藥物安全性方面氨磺必利表現更佳,建議在臨床上進一步推廣。

圖4 本文提出的移相器原理圖

在W波段，隨著感性寄生的不斷加劇，移相器面臨著相位分辨率不足和增益波動過大等主要挑戰，要想解決上述挑戰，就需要在傳統移相器的結構上做出大幅度的改進和創新。該移相器主要由可切換傳輸線和基于近似加權矢量調制單元的相位內插器組成，從而確保移相器的高相位分辨率和低增益波動。其中，可切換傳輸線在大約50°的范圍內提供小于1°的精細相位分辨率，而基于近似加權矢量調制單元的相位內插器在360°范圍內具有45°相移步長，以將高相位分辨率映射到360°，同時有效避免增加芯片面積。為了確保精確的相位映射關系，我們提出了一種基于級聯的折疊寬帶變壓器的正交信號生成網絡，從而在極寬的頻率范圍上生成了穩定且匹配良好的正交關系，如圖5所示。該正交信號產生網絡是基于兩級折疊變壓器設計的，僅占用了一個電感大小的面積，非常緊湊。在80～110 GHz頻率范圍內，測量得到的正交信號幅度不平衡小于±0.5 dB，測量得到的正交信號相位不平衡小于±1.5°，如圖6所示。

圖5 本文提出的正交信號產生網絡版圖

圖6 正交信號產生網絡主要性能仿真結果

兩個近似加權的矢量調制陣列對I路和Q路兩路信號進行縮放，從而實現精確的45°相移大小。每個矢量調制陣列由3位矢量調制單元構成，以5∶4∶1的歸一化權重并聯，這樣可以生成 1，0.707 和 0 的歸一化增益，從而實現對相位的調節，如圖7所示。

圖7 本文提出的矢量調制單元示意圖

可切換傳輸線由一系列精心設計的傳輸線單元級聯組成，其版圖如圖8所示。由于傳輸線的相位延遲與電感和電容的乘積有關，所以可以通過設計電感與電容的乘積來控制相位變化。需要注意的是，傳輸線的特征阻抗與電感和電容的比值有關，因此，在設計傳輸線的時候要使其特征阻抗保持恒定，從而確保在不同的相移大小下有著恒定的增益，盡可能減小移相器整體的增益波動。綜上，根據本節所述的幾大創新點設計出來的移相器在W波段具備優異的性能，很好地解決了前文所述的幾大挑戰。

圖8 本文提出的傳輸線單元版圖

2.3 衰減器設計

本文提出的衰減器原理圖如圖9所示。傳統的基于開關內嵌式的衰減器在W波段插入損耗過大，這會嚴重影響系統性能。為了解決該問題，本文提出了一種新型的基于耦合線的衰減器結構，該衰減器由2段主耦合線和7段輔助耦合線組成，開關晶體管通過調整相鄰主耦合線之間的電磁耦合強度來控制增益。

圖9 本文提出的衰減器原理圖

當開關晶體管的控制信號切換為0或者1時，這兩種狀態之間的主耦合線的耦合強度差異可以近似為主耦合線和輔助耦合線之間的耦合系數的乘積，從而產生信號的衰減。衰減器在上述工作模式下的小信號等效原理圖如圖 10所示。

圖10 衰減器在不同工作模式下的小信號等效原理圖

圖11 衰減器不同晶體管尺寸下的相位隨頻率變化仿真結果

圖12 本文提出的衰減器版圖

圖13中的仿真結果表明，基于差分耦合的衰減器的插入損耗在80～110 GHz頻率范圍內僅約為1.5 dB，該指標相比于傳統的開關內嵌式衰減器有了大幅度的減小。該衰減器的衰減范圍約為5 dB，將3個衰減器級聯在一起就可以實現約15 dB的衰減范圍，從而滿足相控陣前端對于幅度控制的要求。

圖13 衰減器性能仿真結果

3 測試結果

在前一節所述創新點的基礎上，我們設計了整個W波段收發機前端。圖14顯示了采用65 nm CMOS工藝制造的芯片顯微照片，它的面積僅為0.9 mm×1.65 mm，整個芯片面積非常緊湊。

圖14 芯片顯微照片

首先表征移相器中的矢量插值單元的增益和相位響應，測試結果如圖15所示。移相器中的矢量插值單元在360°范圍內實現精確的45°相移大小，在80～110 GHz頻率范圍內相位誤差小于±2°，這表明矢量插值單元具有精確的相位映射能力，同時，它的增益變化在360°頻率范圍內小于±1.5 dB。

(a) 增益響應

(b) 相位響應圖15 矢量插值單元的測試結果

(a) 增益響應

(b) 相位響應圖16 可切換傳輸線的測試結果

然后表征移相器中的可切換傳輸線的增益和相位響應，測試結果如圖16所示?？汕袚Q傳輸線在80～110 GHz頻率范圍內實現了約 0.75°的相位分辨率和約為50°的相移范圍，均方根相位誤差小于0.6°。因此，可切換傳輸線的高分辨率移相范圍可以覆蓋矢量插值單元的45°移相步長大小。同時，可切換傳輸線在大約50°的相移范圍內的增益變化小于±1.2 dB，當頻率是95 GHz時增益變化的最小值為±0.75 dB。

最后，對整個基于耦合線的移相器進行表征，測試結果如圖17所示。移相器在80～110 GHz頻率范圍內實現了大約0.75°的相位分辨率和372°的相移范圍，均方根相位誤差小于0.7°。在372°相移范圍內傳輸線的增益變化均小于±2.1 dB。

(a) 增益響應

(b) 相位響應圖17 接收通道中移相器的測試結果

(a) 增益誤差

(b) 相位誤差圖18 接收通道中衰減器測試結果

該收發機前端的接收通道實現了14.5 dB的增益控制范圍，衰減性能的測試結果如圖18所示。它在頻率是95 GHz時的平均增益步長為0.4 dB，均方根增益誤差在80～110 GHz頻率范圍內小于0.31 dB。

圖19展示了接收通道小信號和大信號性能的測試結果。接收通道達到了92～97 GHz的3 dB增益帶寬(BW)，其中當頻率是94 GHz時實現了27.2 dB的最大增益和8.2 dB的最小噪聲系數(NF)。接收通道在95 GHz時的輸入1 dB壓縮點(IP)為-20.1 dBm。

(a) 小信號性能

(b) 大信號性能圖19 接收通道測試結果

(a) 小信號性能

(b) 大信號性能圖20 發射通道測試結果

圖20展示了發射通道小信號和大信號性能的測試結果。發射通道達到了92.5～100.3 GHz的BW，它的輸出1 dB壓縮點(OP)的1 dB帶寬(BW)覆蓋了93.4～99.4 GHz的頻率范圍，其中最大的OP為9.54 dBm。發射通道在頻率是95 GHz時達到了15.1 dBm 的飽和功率()，實現了9.5 dBm的OP，具有12.3%的峰值功率附加效率(PAE)和7.4%的OPPAE。

表1展示了這項工作與其他現有最先進工作的性能比較。與先進的SiGe工藝和HBT工藝中的W波段相控陣前端相比，我們提出的相控陣前端是唯一同時集成了收發開關和衰減器的，這將大大提高相控陣系統的性能并降低成本。

表1 本工作與其他現有最先進工作的性能比較

4 結束語

由于我們提出的基于耦合的收發開關、移相器和衰減器這三個重要模塊具有突出的優勢，所以我們設計的收發前端相比其他工作達到了最小的收發開關插入損耗(IL)，具有最高的相位/增益分辨率和最高的OP/，同時實現了高達7.4%的OPPAE和12.3%的峰值PAE，證明了該項工作具備的突出優勢。