具備故障電流阻斷能力的改進型子模塊及特性

何星柱， 張新燕， 王騰

(新疆大學電氣工程學院， 烏魯木齊 830046)

模塊化多電平換流器憑借其輸出電壓等級高、諧波含量低且波形質量好、運行效率高及可擴展性與模塊化程度高等優點在柔性高壓直流輸電領域應用廣泛[1-3]。在遠距離高壓大容量的柔性直流輸電系統中，由于電纜鋪設較受地理環境制約且造價昂貴，所以更多的是使用架空線路進行傳輸，但與鋪設電纜相比架空線路發生故障的頻率較高[4]。一旦發生故障，由于直流電流沒有過零點，電流上升迅速，故障隔離難度較大，所以如何實現直流輸電線路故障電流的清除或阻斷已經是柔性高壓直流輸電領域中亟須解決的關鍵環節之一。

目前國內外對柔性直流輸電中直流故障電流的阻斷方法大體分成如下三類。

一是采用“交流斷路器+隔離開關”的模式阻斷直流故障電流。在發生故障時，該模式通過斷開交流斷路器和相應隔離開關來阻斷直流故障，但交流斷路器的響應、動作和重啟恢復速度慢，導致該模式的故障阻斷快速性和系統供電可靠性效果差[5]。

二是利用“高壓直流斷路器+隔離開關”的模式來阻斷直流故障電流[6]。在發生故障時，該模式通過斷開直流斷路器和相應隔離開關來阻斷直流故障，目前該技術日趨成熟，例如采用目前全世界最高電壓等級和最大開斷能力的高壓直流斷路器的工程——張北柔直工程，但造價昂貴且大大增加工程投資成本仍限制了直流斷路器的使用[7]。

三是使用擁有直流故障電流阻斷能力的模塊化換流器子模塊來阻斷直流故障電流[8]。在發生故障時，這類子模塊可以利用自身的功率器件來切斷故障回路達到阻斷故障電流的目的。其中最經典的子模塊拓撲無疑是全橋式子模塊拓撲(full-bridge sub-module， FBSM)，該子模塊擁有對稱的直流故障電流阻斷能力，但投資成本較高且功率損耗大[9]。鉗位型雙子模塊拓撲(clamp double sub-module， CDSM)的投資成本低且本身擁有能夠自均壓的能力，但其直流故障電流的阻斷能力不對稱、對子模塊中電容的利用率較低且阻斷能力相比FBSM要差一些[10]。文獻[11]通過增添一定數量的功率器件將兩個傳統半橋子模塊連接起來提出了改進電容型子模塊，該子模塊都擁有對稱的故障阻斷能力且各器件耐壓要求較低但器件成本和運行成本較高。文獻[12]通過引入逆阻型IGBT器件提出了雙逆阻型子模塊(dual reverse blocking sub-module， DRBSM)。該子模塊能輸出3個電平且控制和調制策略較為簡易，擁有對稱的故障阻斷能力但對脈沖觸發一致性的要求較高。文獻[13]在半橋式子模塊的基礎上進行改進并提出了帶有雙向開關的二極管鉗位子模塊拓撲(diode clamp with bidirectional switch sub-module， DCBSSM)，子模塊DCBSSM在具備清除直流故障電流能力的同時保留了控制方式簡易的優點，但僅輸出兩個電平，這導致其在輸出相同電平時需要更多的子模塊數量，使得經濟性變差。文獻[14]提出了一種雙向開關鉗位式全橋子模塊 (bidirectional switch clamp full bridge sub-module， BCFSM)，該子模塊具有對稱的故障電流阻斷能力且故障電流清除速度快、經濟性高，但采用功率器件較多。

在DCBSSM的基礎上，現改進得到一種帶有雙向開關的鉗位雙電容子模塊(clamp double capacitor bidirectional switch sub-module， CDCBSSM)，該子模塊在擁有直流故障電流阻斷能力的同時能夠輸出3個電平且相對而言投資成本要小。首先介紹CDCBSSM的拓撲結構和工作方式并分析該子模塊的故障阻斷機理，其次分析了各器件的電壓應力和子模塊的經濟性；最后在MATLAB/Simulink仿真平臺上搭建單端7電平高壓直流輸電模型對該子模塊的直流故障阻斷特性與各器件電壓應力進行仿真驗證和分析。

1 子模塊CDCBSSM結構與工作原理

1.1 拓撲結構

圖1(a)為帶有雙向開關的二極管鉗位型子模塊DCBSSM的拓撲結構，該拓撲結構由2個帶反向并聯二極管(D1，D2)的IGBT(T1，T2)、4個二極管(D3～D6)與1個IGBT(T3)組成的一個雙向開關型器件及2個二極管(D7，D8)連接而成。雙向開關型器件可以實現電流的雙向流動控制，在部分高壓直流斷路器拓撲結構中得到一定應用。當發生直流故障所有IGBT閉鎖后，由二極管D1、D2為正向故障電流形成通路，二極管D7、D8為反向故障電流形成通路。但該結構只能輸出0和Uc兩個電平，為提高該結構的輸出電平數，在該結構的基礎上進行改進得到了改進型子模塊拓撲CDCBSSM，具體結構如圖1(b)所示，CDCBSSM由3個IGBT及其反并聯二極管(D1～D3)、1個雙向開關型器件、2個直流電容(C1、C2)組成，改進后的拓撲結構可以輸出0、UC1、UC2及UC1+UC2四個電平，當電容C1與C2參數相同時可以輸出0、UC及2UC三個電平。

圖1 子模塊改進Fig.1 Sub-module improvement

1.2 工作狀態

在正常工作時，MMC通過交替切換T1、T2、T3和T4的開關狀態來實現子模塊的投入與切除，其具體工作狀態如表1所示。

由表1可知，子模塊CDCBSSM在正常工作時有以下4種工作狀態。

(1)當T1和T3處于開啟狀態而T2和T4處于關閉狀態時，電容C1和C2串聯投入，輸出電壓為UC1+UC2。

(2)當T1和T4處于開啟狀態而T2和T3處于關閉狀態時，電容C1投入、C2旁路，輸出電壓為UC1。

(3)當T2和T3都處于開啟狀態而T1和T4處于關閉狀態時，電容C1旁路、C2投入，輸出電壓為UC2。

(4)當T2和T3處于開啟狀態而T1和T4處于關閉狀態時，電容C1和C2都被旁路，輸出電壓為0，此時的子模塊為切除狀態。

由于T1和T2始終處于相反切換狀態，T3和T4始終處于相反切換狀態，且該子模塊可以單獨輸出任一電容電壓，在控制時類似于投切兩個半橋子模塊，故該拓撲的控制策略較為簡單。正常工作時子模塊CDCBSSM的電流通路如圖2所示，圖中黃線和綠線分別代表流入子模塊電流的方向。

表1 CDCBSSM開關狀態與輸出電壓Table 1 CDCBSSM switch status and output voltage

圖2 CDCBSSM正常工作時電流通路Fig.2 Current path during normal operation of CDCBSSM

1.3 故障電流通路

當發生直流故障時，全部IGBT均應立即閉鎖，此時雙向開關型器件相當于開路，使得故障電流不能直接流到短路點，只能通過續流二極管D1和D3或D2和D8來將電容串入故障回路，之后由于電容電壓的反向鉗位作用迫使二極管偏置以實現阻斷故障電流的目的。當所有IGBT閉鎖后根據瞬時電流流向的不同子模塊有兩種電流通路見圖3。

當故障電流Ism>0時，故障電流通過續流二極管D1和D3將電容C1和C2串入回路見圖3(a)；當故障電流Ism<0時，故障電流經過續流二極管D2和D8將電容C1串入回路見圖3(b)。隨著回路中反向電容電壓的升高，通過反向電容電壓的鉗位作用迫使二極管轉換為偏置狀態繼而達到使故障電流迅速下降的目的。

如果僅考慮4個續流二極管和兩個直流電容，可將子模塊CDCBSSM在故障閉鎖期間的故障電流通路進一步簡化見圖4。

圖3 故障時子模塊內電流通路Fig.3 Current path in the sub-module when fault occurs

圖4 故障電流通路簡化圖Fig.4 Simplified diagram of fault current path

2 子模塊CDCBSSM故障阻斷機理分析

高壓直流輸電系統中的直流故障有單極接地、雙極短路和斷線等故障，僅分析危害更為嚴重的直流側發生雙極短路故障的情況。當直流側發生故障時從保護系統檢測到故障到所有IGBT閉鎖之間會有一定時間的延時，所以整個過程分為IGBT閉鎖前和閉鎖后兩個階段。

2.1 閉鎖前

發生故障后，此時所有IGBT正常接受正常脈沖觸發開關信號，子模塊電容處于放電狀態，其等效電路近似等效為二階放電回路，因對于此過程的相關研究成果較多，故主要研究閉鎖后的過程。

2.2 閉鎖后

當所有IGBT接受關斷的脈沖觸發開關信號后進入閉鎖狀態，子模塊電容由放電狀態轉為充電狀態，迫使回路電流逐漸下降，隨著電容電壓逐漸升高，當電流變為零時，二極管轉換為反向偏置狀態，故障電流因此被切斷。

根據故障電流方向，有兩種故障電流通路，以A相和B相為例對閉鎖后故障電流的阻斷特性進行分析。假設初始瞬間故障電流的方向為由A相流向B相，則換流器內部電流路徑如圖5中黃線所示，此時故障電流的路徑由2N個續流二極管D1、D3與電容C1、C2串聯而成。根據KVL，可得故障通路的電壓方程為

UAB=2N(UDS+UCS)-Ur

(1)

式(1)中：UAB為交流側A、B相之間的線電壓；Ur為發生雙極短路故障后直流側正負極之間的剩余電壓；UDS為換流器閉鎖后單個子模塊中二極管D1、D3的電壓之和；UCS為單個子模塊中電容C1與C2的電壓之和。其中電容電壓C1、C2滿足的關系式為

(2)

因此，兩個二極管D1和D3的電壓為

(3)

圖5 閉鎖后MMC內部故障電流通路Fig.5 MMC internal fault current path after blocking

又因為當系統正常運行時，直流母線電壓和交流系統線電壓及殘壓Ur滿足關系式為

(4)

式(4)中：m為電壓調制系數，m<1。

然后可得

(5)

由式(5)可知，二極管 D1、D3不能同時導通，即使有電流流過也會因承受反壓而關斷，故障電流因此而被阻斷。

同樣，當初始瞬間故障電流的方向為由B相流向A相，則換流器內部電流路徑由2N個二極管D2、D8和電容C1串聯而成見圖5中綠線，根據KVL，可得故障通路的電壓方程為

UBA=2N(UDS+UC1)+Ur

(6)

式(6)中：UBA為交流系統中B相和A相之間的線電壓；Ur為發生雙極短路故障后直流側正極負極之間的剩余電壓；UDS為換流器閉鎖后單個子模塊中二極管D2、D8的電壓之和；UC1為單個子模塊中電容C1的電壓。

(7)

從式(7)可以得出結論，二極管 D2、D8不能同時導通，即使有電流流過也會因承受反壓而關斷，故障電流因此而被阻斷。

綜上所述，在閉鎖狀態下，無論故障電流的初始方向如何，由于電容提供的反向電壓迫使所有二極管都會轉換為偏置狀態，從而使故障電流迅速衰減至零。因此，提出的CDCBSSM換流器子模塊拓撲具有快速阻斷直流故障電流的能力。

3 器件電壓應力及經濟性分析

3.1 器件電壓應力分析

為了在工程中有更好的實際應用，有必要對提出的子模塊拓撲中功率器件的電壓應力進行分析。由于T1和D1、T2和D2、T3和D3都是并聯的，所以只需要分析D1、D2、D3、T4和D8的電壓應力。

在正常運行時，二極管D8始終處于關斷狀態，對圖2分析可知：當輸出電壓為UC1+UC2時，D1與D3的電壓為0，D2承受電容電壓UC1，T4承受電容電壓UC2，D8承受電容電壓UC1+UC2；當輸出電壓為UC1時，D1與T4的電壓為0，D2承受電容電壓UC1，D3承受電容電壓UC2，D8承受電容電壓UC1+UC2；當輸出電壓為UC2時，D2與D3的電壓為0，D1承受電容電壓UC1，T4承受電壓為UC2，D8承受電容電壓UC1+UC2；當輸出電壓為0時，D2與T4的電壓為0，D1承受電容電壓UC1，D3承受電容電壓UC2，D8承受電容電壓UC1+UC2。

從上述分析可知，正常運行期間，改進型子模塊中二極管D1、D2、D3、T4、D8等功率器件的電壓應力可表示為

(8)

在故障閉鎖期間，對圖3分析可知：當故障電流為正向時，D1與D3的電壓為0，D2承受電容電壓UC1，T4承受電容電壓UC2，D8承受電容電壓UC1+UC2，故此時D2、T4與D8的電壓應力可表示為

(9)

當故障電流為反向時，D2和D8的電壓為0，D1承受電容電壓UC1，T4承受電容電壓UC2，D3承受電容電壓UC1+UC2，故此時D1、T4與D3的電壓應力可表示為

(10)

從上述分析可知，故障閉鎖期間，改進型子模塊中續流二極管D1、D2、D3和鉗位二極管D8等功率器件的電壓應力可表示為

(11)

3.2 投資成本分析

MMC子模塊的投資成本主要與電容及功率器件的數量有關，而功率器件的成本還與其額定電壓的大小有關，在其余系統參數均相同的情況下，將從子模塊單位電容下所需功率器件數量的角度進行對比分析。通過對功率器件電壓應力分析可知，二極管D3與D8的電壓應力為2UC，其余功率器件的電壓應力均為UC，故將子模塊中電壓應力為2UC的功率器件等效為兩個串聯的電壓應力為UC的功率器件。表2對比了不同子模塊單位電容下所使用功率器件的數量。

表2 單位電容所需功率器件Table 2 Power devices required for unit capacitances

由表2分析可知，FBSM單位電容下所需的IGBT數為4，其投資成本明顯高于其他子模塊，而CDCBSSM單位電容所需IGBT僅為2，比其余子模塊都低，但由于其使用雙向開關型器件導致拓撲中含有較多的二極管，將二極管的成本也考慮在內構建其附加成本CF表達式為

CF=NI+QND

(12)

式(12)中：NI為單位電容下IGBT數；ND為單位電容下二極管數；Q為二極管相對于IGBT的價格之比，取值 0.25。經過計算得到FBSM、CDSM、DCBSSM和CDCBSSM的附加成本分別為5、3.375、5和3.25，由此可知，CDCBSSM在具備故障電流阻斷能力的同時，其投資附加成本也較低，具有良好的經濟性。

4 仿真驗證與分析

4.1 仿真模型

為了驗證所提MMC子模塊CDCBSSM在發生故障時的直流故障電流阻斷的能力及有效性，在MATLAB/Simulink仿真平臺上構建了單端7電平高壓直流輸電模型見圖6，仿真參數見表3。

圖6 仿真模型Fig.6 Simulation model

表3 仿真參數Table 3 Simulation parameters

受限于仿真速率，仿真模型的系統容量很小，但得出的結論也適用于更大容量的高壓直流輸電系統。

4.2 雙極短路故障仿真分析

主要針對所提子模塊CDCBSSM在高壓直流輸電系統中發生最為嚴重的雙極短路故障時的表現進行分析。仿真模型設置故障發生在t=0.605 s，故障檢測與發出子模塊閉鎖信號的反應延遲為0.002 s，子模塊閉鎖發生在t=0.605 2 s。

圖7為基于所提拓撲CDCBSSM的MMC換流器實現的直流故障阻斷的仿真波形，圖7(a)為交流電壓，在換流器閉鎖前后無明顯變化。圖7(b)、圖7(c)分別為交流電流和直流電流，不難看出在檢測出故障后、換流器閉鎖前兩者均迅速增加，待換流器閉鎖后因接入故障回路的電容產生的反向電壓迫使兩者均迅速衰減至0。圖7(d)為直流電壓，很明顯該電壓在換流器閉鎖后迅速跌落至0。圖7(e)為A相上橋臂子模塊的電容電壓，其中SMi(i=1、2、3)為上橋臂第i個子模塊，換流器閉鎖后短時間內子模塊電容處于充電狀態，電壓持續升高，待故障電流衰減至0后迫使二極管轉換為偏置狀態，從而切斷故障電流回路，之后電容電壓基本上保持不變。

圖8為所提子模塊拓撲CDCBSSM中器件T1、T2、T3、T4以及D8的電壓波形?？梢钥闯?，在正常運行時T1、T2最大電壓為1 kV，最小電壓為0，T3、T4的最大電壓為1 kV，最小電壓為0，D8的最大電壓為2 kV，最小電壓為1 kV。在發生直流故障且換流器閉鎖后，D8導通瞬間，電容C1轉為充電狀態，T1電壓逐漸上升但未超過單個電容的電壓，T2電壓為0，T3、T4電壓迅速上升，T3最大值為2 kV未超過單個電容電壓的兩倍，T4最大值為1 kV，隨后電容電壓迫使鉗位二極管D8轉換為反向偏置狀態繼而切斷故障電流通路，此后各電壓呈周期變化。通過分析仿真波形結果表明與前文理論分析基本相符。

5 結論

針對擁有直流故障清除能力的子模塊拓撲DCBSSM存在輸出電平低的問題，提出了一種可以多輸出一個電平且能夠阻斷直流故障電流的子模塊拓撲CDCBSSM，闡述了它的拓撲結構和工作模式，并分析了該子模塊的直流故障阻斷機理和各器件的電壓應力及投資成本，最后基于仿真平臺搭建了單端高壓直流輸電模型對該子模塊的故障電流阻斷能力和有效性進行了驗證與分析，得出以下結論。

圖7 直流故障仿真結果Fig.7 DC fault simulation results

圖8 器件電壓應力仿真結果Fig.8 Device voltage stress simulation results

(1) 該子模塊具有2個電容，可輸出3個電平，其控制方式簡易，類似于投切兩個半橋子模塊。

(2) 在考慮了各器件的電壓應力之后，該子模塊與類似拓撲相比仍具有一定的經濟性。

(3) 仿真結果證明該子模塊擁有切斷直流故障電流的能力且閉鎖后電容電壓仍能穩定在一定范圍。

(4) 該子模塊的實際應用尚且有待分析討論與驗證，但對實際故障電流阻斷方面具有一定的理論研究價值。