噪聲聲譜控制算法的研究

王萌 王曉暉 賀智國 張靜

噪聲聲譜控制算法的研究

王萌 王曉暉 賀智國 張靜

（北京強度環境研究所，北京 100076）

噪聲聲譜控制是噪聲環境試驗的重要環節，其控制是指控制倍頻程或1/3倍頻程頻帶的聲壓級。針對當前聲壓級譜控制中低頻部分控制精度不夠，實時性較差等問題，提出了一種新型的聲譜控制方法。按照GB/T 3241-2010中的要求設計1/3倍頻程濾波器，并根據聲壓級譜頻段劃分的特點和抽樣率變換理論，提出了適合實時系統實現的濾波器復用方法和控制算法架構。

聲譜控制；信號處理；1/3倍頻程濾波器；抽樣率變換

0 引言

噪聲環境試驗是為了確定飛行器所產生的噪聲場對設備的影響而進行的試驗。良好的噪聲試驗應當造成這樣一個聲場：它能使飛行器結構在地面上復現飛行中的振動場和內部聲場，其結構在一定程度上就如同進行了飛行試驗一樣。因此，進行噪聲環境試驗，主要目的是為了驗證飛行器設備能承受規定的噪聲環境，而不出現不可接受的功能特性、結構完整性的衰退。目前，噪聲環境試驗已經成為飛行器研制過程中或投入使用前的一項重要的常規試驗類型[1]。

目前噪聲環境試驗的聲譜控制算法主要是通過控制驅動信號的功率譜密度（PSD方法）而實現的，與一般的隨機振動譜控制在原理上基本相同[2][3]。聲譜分析時首先需要得到信號的功率譜密度函數，由于其頻率間隔為常量，在低頻段控制的譜線數少，高頻段控制譜線數多，造成低頻控制精度低。為了實時有效地控制每個1/3倍頻程，本文對噪聲試驗的聲壓級譜頻段特點進行了研究，在此基礎上提出了專門針對1/3倍頻程頻帶控制的方法。利用濾波器采集得到包含每個1/3倍頻程頻帶成分的信號，并進行實時處理分析，最終得到驅動信號。本文使用Matlab軟件對6個倍頻程（中心頻率從31.5Hz到1000Hz）進行了算法設計仿真，實現了對噪聲聲譜的控制。

1 噪聲聲譜控制方法

1.1 聲譜控制的PSD方法

該方法是目前控制器使用的常規控制方法，利用逆Welch方法生成驅動信號。將采集得到的信號通過計算功率譜密度來得到聲壓級，通過比較聲壓級的差值修正功率譜密度，從而修正驅動信號，完成對聲譜的控制[4]，如圖1所示，其中C為修正系數。在進行聲譜分析時，如圖2所示，將采集得到的時間歷程信號，通過計算得到其功率譜密度，然后加窗得到不同1/3倍頻程信號的均方根值，進而計算出不同頻帶的聲壓級；在進行驅動信號修正時，一般直接對驅動的功率譜進行比例修正。

圖1 PSD方法的控制流程

圖2 PSD方法的聲譜分析過程

1.2 聲譜控制的濾波器方法

為了實時有效地控制每個1/3倍頻程頻帶，本文對噪聲試驗的聲壓級譜頻帶特點進行了研究，在此基礎上提出了針對1/3倍頻程頻帶控制的方法,即利用濾波器采集得到包含每個1/3倍頻程頻帶成分的信號，并進行實時處理分析，最終得到驅動信號。賀旭東等人[13]提出了使用濾波器生成隨機振動試驗驅動信號的方法，驗證了該方法在驅動信號生成中的可行性。數字濾波器一個重要性質是其頻帶可歸一化（范圍從0-1），在不同的采樣率設置下，其截止頻率也隨之變化[14]。利用此性質和聲譜的倍頻程描述方式，只需要設計3個1/3倍頻程濾波器（增益可變），通過下采樣改變采樣率的方式，便可以完成所有倍頻程（中心頻率從31.5Hz到8000Hz）共27個1/3倍頻程的頻帶分析和幅值調整。當然，此處除了3個1/3倍頻程濾波器外，還有用于上采樣和下采樣的低通濾波器，所以在理想情況下，使用4個數字濾波器可實現所有頻帶的聲譜分析與控制。綜上所示，本文以控制6個倍頻程為例（中心頻率為31.5Hz～1000Hz）設計了分頻段控制的數字濾波器，利用濾波器增益來調整驅動信號的新型算法。

圖4 濾波器方法控制流程

如圖4所示，X為白噪聲序列；Y為驅動；H為帶通數字濾波器（由3個1/3倍頻程濾波器組成），可對一個倍頻程內的3個1/3倍頻程分別進行增益可調的帶通濾波；

設計中使用了8個濾波器，升采樣和降采樣過程各使用一個低通濾波器（濾波器參數相同），采集和驅動生成過程各使用3個1/3倍頻程帶通濾波器。

圖5 信號采集分析

如圖5所示，時間歷程信號序列每個點通過濾波器后都會進行平方和計算，直到積累到一定數據量后再進行最后一步的平均求根計算得到均方根值，從而計算出聲譜，該過程運算的實時性較強。

2）驅動信號生成：若對每個1/3倍頻程設計一個濾波器，6個倍頻程需要18個濾波器，并且在同一個采樣頻率下設計所有濾波器，無法設計低頻段的濾波器。如圖6所示，解決方法是針對最高中心頻率為1000Hz的倍頻程帶寬設計3個1/3倍頻程濾波器（一組），信號通過濾波器后得到該中心頻率的倍頻程帶寬的信號；對原始信號進行降2倍采樣率處理后，再通過上述同一濾波器組（濾波器增益不同），就得到中心頻率為500Hz的倍頻程帶寬的信號；經過多次上述降采樣處理就可以分別精確地得到中心頻率為250Hz、125Hz、63Hz和31.5Hz倍頻程帶寬信號。最后對所有降采樣的信號進行升采樣處理，在同一個采樣頻率下將所有倍頻程信號疊加就得到了全頻段的信號，即驅動信號。在降采樣和升采樣過程中，不同倍頻程的信號延遲不同，需要保證相位一致才能得到重構信號。

圖6 信號生成過程

3）閉環控制：如圖7所示，根據響應聲壓級與參考聲壓級的差異，通過修正濾波器增益來修改驅動信號。修正的原理是將采集得到的信號，經過不斷地低通濾波和降采樣，然后通過1/3倍頻程濾波器組，得到每個1/3倍頻程帶寬的分信號。這些分信號互不影響，根據這些信號求得其聲壓級，然后在每個1/3倍頻程帶寬上比較響應聲壓級譜和參考聲壓級譜的差異，求得每個1/3倍頻程上的聲壓級差值，根據差值修正濾波器增益，然后為下一次閉環控制產生新的驅動信號。首先選擇隨機信號作為初始驅動，然后以它為修正對象進行循環迭代，直到得到的響應聲壓級譜近似參考聲壓級譜。因為每個倍頻程的信號采樣頻率不同，低頻和高頻部分都能夠精確的進行控制修正。

圖7 信號閉環控制

2 濾波器設計

在驅動信號生成和數據采集過程中，信號需不斷的通過濾波器處理，為了得到有效地控制信號，對濾波器的設計提出了要求：1）相鄰兩個1/3倍頻程濾波器過渡帶不能有很大的影響；2）不同路數據通過濾波器后相位延遲不同，疊加后需保持線性相位；3）濾波器階次不宜過高，避免增大計算難度。

2.1 1/3倍頻程濾波器設計

2.2 濾波器的選擇

根據數字濾波器的沖激響應特性，可以將數字濾波器分為有限沖激響應濾波器（FIR）和無限沖激響應濾波器（IIR）[14]。

無限沖激響應IIR可用下面差分方程來描述

對應的系統函數為

有限沖激響應FIR的差分方程描述為

對應的系統函數為

噪聲控制器對數字信號處理的實時性要求很高，因此設計濾波器時考慮濾波器計算量的大小。IIR濾波器實現簡單，其通帶平坦，但不具備線性相位的功能；相對而言，FIR濾波器在同等濾波性能下，階次雖遠遠高于IIR濾波器，但最大優點是線性相位，對于波形的分解和合成均有極大的好處。在控制算法中，時間歷程在經過濾波器和上下采樣后，還需要進行算術疊加，這要求各分信號的相位特性要完全一致。若濾波器均為FIR濾波器，經過適當設計和調整，FIR的線性相位特性可使得各個時間歷程的延遲一致，最終疊加后的時間歷程擁有很好的譜形，如圖8所示。

圖8 兩路信號延遲一致前后疊加效果

圖9 IIR與FIR濾波器比較

在算法成本上有兩點進行對比。其一，若使用卷積進行計算，8階的IIR濾波器需要進行4×8+1次乘法，80階的FIR濾波器需要進行80+1次乘法，FIR濾波器占用的乘法器資源多；其二，IIR濾波器的系數往往在數值上非常小，運算時需要更長的位數表達，意味著占用比FIR濾波器更多的存儲器資源。綜上兩點，FIR濾波器的算法“成本”比IIR濾波器的算法“成本”略高。但FIR濾波器具有優越的相位性能，為消除疊加后的誤差選擇使用FIR濾波器。

3 抽樣率變換誤差分析

初始信號經過低通濾波器后進行抽取和內插，然后再經過低通濾波器，最后通過求和運算得到重組信號。這個過程中產生的信號與理想中的信號存在著誤差，主要包括：混疊失真（由抽取和內插產生的混疊和鏡像帶來的誤差所造成）；幅度失真（由濾波器幅頻特性波紋產生的誤差所造成）；相位失真（由濾波器相頻特性非線性產生的誤差所造成）[16]。

1）幅度失真：采樣序列的頻譜成分為0～s/2，當對頻率進行1/2抽取時，采樣頻率減為s/2時可能造成混疊現象，所以在頻率抽取之前應先對采樣序列進行低通濾波，去掉s/4s/2的頻率成分。考慮到低通濾波器同樣為FIR濾波器，濾波器要能夠很好的表現出低通的效果，通過比較不同窗函數的頻響特性，選用了hamming窗。如圖10所示，hamming窗同Kaiser窗比較，阻帶內有很好的衰減，通帶處比較平滑，能夠減小序列的幅度失真。

圖10 窗函數比較

2）混疊失真：對于兩路信號的疊加系統，如圖11所示。

圖11 兩路信號疊加流程

其中

3）相位失真：FIR濾波器的一個突出優點是具有嚴格地線性相位特性。但并不是所有的FIR濾波器具有這種嚴格地特性，只有當FIR濾波器單位取樣響應滿足對稱條件時，FIR濾波器才具有線性相位特性。此時系統的群延遲為

兩路信號的差值為

在驅動信號生成過程中，將延遲的點數全部舍棄掉，從延遲后的點開始疊加，能夠有效地減小相位失真。

4 試驗仿真

為了驗證本文算法的可行性，試驗仿真采用自閉環控制系統，仿真輸入參數如表1所示，全頻段參考譜如圖12所示。

表1 試驗仿真參數

圖12 全頻段參考譜

仿真結果如圖13和圖14所示，控制后各頻段聲壓級值如表2所示。通過閉環控制修正各個1/3倍頻程的驅動信號，最終輸出信號的聲壓級譜與標準譜比較，其誤差范圍控制在±0.3dB以內。試驗結果表明，誤差修正后的濾波器法控制的驅動信號能夠滿足試驗的需求，其控制算法是可行且有效的。

圖13 逐漸修正結果

表2 各頻段聲壓級值

圖14 修正后的聲壓級譜

5 結論

本文對噪聲試驗的聲譜控制算法進行了研究，通過對常用控制算法的分析，提出并設計了能夠提高實時性和增強低頻段控制精度的濾波器方法。該方法通過對不同濾波器的性能比較，選擇設計了3個滿足國標要求的1/3倍頻程FIR濾波器，通過濾波器實現了對一個倍頻程頻帶的實時精確控制，并通過抽樣率的變換精確控制了6個倍頻程的頻率范圍。通過誤差分析，將信號合成時出現的相位失真和幅度失真等情況進行了優化設計，提高了算法的性能。通過自閉環仿真試驗驗證了算法的性能和可行性。該控制算法能夠利用到噪聲試驗的聲譜控制中，并為控制器的開發提供了算法支撐。

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Study on Control Arithmetic for Sound Pressure Level Spectrum

WANG Meng WANG Xiao-hui HE Zhi-guo ZHANG Jing

（Beijing Institute of Structure and Environment Engineering, Beijing 100076, China）

Sound pressure level spectrum control is an important part of noise environmental test, and its control refers to the control of octave or 1/3 octave frequency band of sound pressure level. In the control of the current, aiming at the problem of the control precision is not enough at low frequency part and poor real-time performance, a new technique is presented for sound pressure level spectrum control. According to the requirements of GB/T 3241-2010, 1/3 octave filters is designed, and through the characteristics of sound pressure level spectrum division and basic multi-rate operations to propose a filter multiplexing method for real-time system and control arithmetic architecture.

Sound pressure level spectrum control; Signal processing; 1/3 octave filters; Sampling rate conversion

V417+.4

A

1006-3919(2022)03-0058-07

10.19447/j.cnki.11-1773/v.2022.03.009

2021-07-15；

2021-10-22

科技部國家重點研發計劃（2021YFB3801700）;重點實驗室基金（6142911180512）

王萌（1988—），男，研究生，研究方向：測控系統和產品的開發；（100076）北京9200信箱72分箱.