一種改進的可消除Vienna整流器電流過零畸變的控制方法

王金平 劉圣宇 張慶巖 姜衛東

一種改進的可消除Vienna整流器電流過零畸變的控制方法

王金平 劉圣宇 張慶巖 姜衛東

（合肥工業大學電氣與自動化工程學院 合肥 230009）

該文首先介紹了Vienna整流器的基本原理，并在此基礎上分析Vienna整流器的電流過零畸變問題。該文重點從空間矢量圖的角度，分析在網側單位功率因數運行條件下，Vienna整流器輸入電流產生過零畸變的本質。此外，對比分析在整流器側單位功率因數運行條件下的控制方法。在此基礎上，推導出一種改進的可以消除Vienna整流器電流過零畸變且最大程度提高電網側功率因數的方法。最后，對Vienna整流器網側單位功率因數運行的控制方法、整流器側單位功率因數運行的控制方法以及所提的改進控制方法進行實驗對比。相應的實驗結果驗證了該文所提控制方法的可行性和優越性。

Vienna整流器 電流過零畸變 功率因數 控制方法

0 引言

與傳統能量可雙向流動的T型三電平整流器相比，Vienna整流器具有低成本、高功率密度和高可靠性等[1-2]優點。在不需要能量雙向流動的工業場合中有著廣泛應用，如電動汽車電池充電系統等[3-5]。

1990年，Vienna整流器的拓撲結構[6]在西雅圖舉辦的工業應用年會上被J. W. Kolar提出。與T型三電平整流器相比，Vienna整流器有兩個顯著優點：①Vienna整流器所使用的絕緣柵雙極性晶體管（IGBT）數量是T型三電平整流器的一半，意味著更低的設備成本、更低的開關損耗和更高的功率密度；②控制Vienna整流器換流路徑的開關信號是T型三電平整流器的四分之一，意味著開關信號的產生更簡單，可靠性更高[7]。

控制方法一直是Vienna整流器的研究熱點之一，多種相關控制方法已經被提出。最常見的控制方法為基于dq同步旋轉坐標系的雙閉環控制[8]，該方法控制性能較好且易于實現。為提高電流的響應速度，滯環控制被引入Vienna整流器中[9]，但電流的總諧波畸變率（Total Harmonic Distortion, THD）較高，并且變化的開關頻率給濾波器設計帶來了較大的困難。文獻[10]提出了在三相靜止坐標系下采用比例諧振（Proportional Resonant, PR）控制器直接跟蹤三相交流電流指令的方法。但在實際系統中，設計PR調節器的參數比較困難。為提高系統的魯棒特性，文獻[11-12]采用了模型預測控制方法，該方法可在線計算每種可選狀態與目標狀態的誤差，然后在所有可選狀態中選擇最優狀態。但是該方法計算量大，對控制器的性能要求較高。

然而，上述提到的所有控制方法都未考慮Vienna整流器存在的電流過零點畸變問題。與T型三電平整流器相比，Vienna整流器對系統運行條件的要求更嚴格。整流器側輸入電壓和電流符號必須相同，否則必然會產生電流過零畸變[13]。這是Vienna整流器產生電流過零畸變的根本原因。

為了解決Vienna整流器電流過零畸變問題，學者們從調制策略層面提出了多種方法。最常用的調制方法為基于載波的脈寬調制（Carrier-Based Pulse-Width Modulation, CBPWM）方法和空間矢量調制方法。事實上，文獻[14-16]證明了這兩種調制方法在某種程度上是等效的。文獻[17]提出了適用于Vienna整流器的CBPWM方法，根據功率因數將補償電壓注入三相輸出電壓中，以改善Vienna整流器的輸入電流波形；但在調制度較高時，該方式將導致非過零相的輸出電壓出現過調制，改變了線電壓關系，這同樣會造成輸入電流畸變。文獻[18]將非連續脈寬調制（Discontinuous PWM, DPWM）引入Vienna整流器的電流過零點控制中，但仍然無法完全解決高調制度時的電流過零畸變；文獻[19]進一步研究了DPWM在Vienna整流器中的應用，只在電流過零區域采用特殊的鉗位方式。但這兩種DPWM調制方法均無法應用到Vienna整流器的全范圍運行區域。可見當調制度較高時，從調制方法的角度只能降低而無法完全消除Vienna整流器的電流過零畸變。因此，必須從控制方法的角度找出完全消除電流過零畸變的方法。文獻[20]通過計算Vienna整流器側輸入電壓和電流的夾角，并注入滯后無功以保證電流和電壓同相位，但該方法從本質上降低了Vienna整流器網側的功率因數。鑒于上述情形，本文提出了一種可完全消除電流過零畸變，并能最大程度地提高網側功率因數的控制方法。

本文首先介紹Vienna整流器的拓撲結構和矢量控制理論；然后分析Vienna整流器在網側單位功率因數運行時電流過零點畸變產生的原因；之后提出可完全消除電流過零畸變并能最大程度提高網側功率因數的控制方法；最后，將本文所提控制方法和網側單位功率因數控制方法以及整流器側單位功率因數控制方法進行對比，并通過實驗驗證了所提控制方法的可行性和優越性。

1 Vienna整流器理論分析

圖1為Vienna整流器的拓撲結構，其中e（ABC）為三相電網電壓，為整流器側三相輸入電壓，i為三相輸入電流；s和s分別為三相交流側濾波電感及其等效串聯電阻；1和2分別為直流側上、下電容，當電容電壓平衡時，u1=u2=dc，其中直流側母線電壓為2dc；L為直流側負載。

圖1 Vienna整流器拓撲結構

在三相靜止坐標系下，Vienna整流器相電壓方程為

考慮到電感等效串聯電阻一般較小，將其忽略，即令s=0。經Clarke和Park變換后，可將Vienna整流器在三相靜止坐標系下的數學模型轉換為dq坐標系下的數學模型，即

式中，d、q、d、q和d、q分別為dq坐標系下的電網電壓、電流和整流器側輸入電壓d軸、q軸分量。采用電網電壓定向，且電網電壓方向與d軸重合，即q=0。根據Vienna整流器在dq坐標系下的數學模型，可得到其雙閉環控制系統如圖2所示。

圖2 Vienna整流器雙閉環控制框圖

圖3a給出了電網電壓、電流和整流器側輸入電壓的波形，圖3b給出了在dq坐標系下的矢量圖。在穩態時，Vienna整流器的典型工作條件為確保網側功率因數為1，即e和i同相位。整流器側輸入電壓和電流i之間的夾角為整流器側的功率因數角，滿足

式中，IX和EX分別為穩態時的輸入電流和電網電壓有效值。

結合圖3b，可得在穩態時的調制度為

定義開關函數S為雙向功率開關管的狀態。當雙向功率開關管導通時，S=1；當其關斷時，S=0。在S=1時，不論電流為正或為負，該相均與O點相連，定義該狀態為0電平。在S=0時，若電流為正，該相通過二極管VD1與正母線相連，定義該狀態為1電平；若電流為負，該相通過二極管VD2與負母線相連，定義該狀態為-1電平。以上分析Vienna整流器電平狀態見表1。整流器相的電平P可表示為

表1 Vienna整流器電平狀態表

Tab.1 State level of Vienna rectifier

雖然Vienna整流器的每相具有三個電平狀態，但其輸出電平不僅與該相雙向功率開關管開關狀態有關，也與該相電流的方向有關。這是Vienna整流器與T型三電平整流器的最大區別。將Vienna整流器三相每種狀態對應的電壓代入式（7）中，可得到αβ坐標系下該狀態對應的電壓矢量為

利用上述坐標變換方法，可以得到如圖4所示的Vienna整流器空間矢量圖，每個矢量可用對應的三維有序數組表示。

在Vienna整流器中，不存在矢量[1,1,1]和[-1, -1,-1]，可用的矢量共有25個。其中有6個大矢量、6個中矢量、12個小矢量、1個零矢量。如圖4所示，以實線每60°的扇區將Vienna整流器整個空間矢量圖均等劃分為6個大的扇區（Sector A,×××, F）。同理，虛線劃分的6個均等扇區是電流扇區，每個電流扇區的邊界線都會平分一個電壓扇區。根據整流器側輸入電壓的方向，每個電壓扇區可繼續劃分為兩個子扇區（A_Ⅰ，A_Ⅱ,×××, F_Ⅰ，F_Ⅱ），每個子扇區根據相鄰三矢量合成原則又可分為三個三角形區域。例如，A_Ⅰ子扇區可劃分為A1、A3和A5三個三角形區域；A_Ⅱ子扇區可劃分為A2、A4和A6三個三角形區域。

在T型三電平整流器中，每個矢量都是存在的，與三相電流的方向無關。而在Vienna整流器中，電壓矢量的存在取決于電流的方向，下面根據矢量的性質簡要說明。

（1）大矢量。例如，僅當A＜0、B＜0、C＜0時，大矢量[1, -1, -1]才存在。

（2）中矢量。例如中矢量[1, 0, -1]，僅當A＞0、C＜0時才存在。

（3）小矢量。理論上小矢量都是成對存在的，這種冗余現象為中點電壓的控制提供了可能。對于Vienna整流器而言，小矢量對的存在需滿足更為嚴格的條件，例如當A＞0且B＞0時，小矢量[1,1,0]存在；僅當C＜0時，小矢量[0,0,-1]才存在；當A＞0、B＞0、C＜0時，冗余小矢量對[1,1,0]和[0,0,-1]才同時存在，此時可通過分配冗余小矢量的作用時間來控制中點電壓。

因此，在分析Vienna整流器時，必須結合電流方向來確定合成參考矢量的方法。然而，在某些情況下，可能無法合成出相應的參考矢量，則必然會造成輸入電流的畸變，這將在第3節中進行具體分析。

2 網側單位功率因數運行分析

2.1 電壓和電流同符號時的矢量合成

當和i符號相同時，和i處于同一個子扇區內。例如當和i都位于A_Ⅰ子扇區時，如圖5所示，A＞0，A＞0，B＜0，B＜0，C＜0，C＜0，根據表1所示關系，此時A相可以輸出0或1電平，B相和C相可以輸出0或-1電平，可選擇矢量為[0,0,0]、[1,0,0]、[0,-1,-1]、[1,-1,-1]、[1,0,-1]和[0,0,-1]。在A1、A3和A5區域內的可選矢量見表2，可以看出不論電壓矢量位于哪一個三角形區域，其均可被準確合成。

圖5 i和u都位于A_Ⅰ子扇區的矢量圖

表2和都位于A_Ⅰ子扇區時的可選矢量表

Tab.2 Available voltage vectors when i and u are both located in the A_Ⅰsub-sector

2.2 電壓和電流異號時的矢量合成

當Vienna整流器工作于網側單位功率因數時，電流矢量超前于電壓矢量。以電流矢量由A_Ⅰ子扇區進入A_Ⅱ子扇區，而輸出電壓矢量仍位于A_Ⅰ子扇區的過程為例，在這一過程中，B完成由負到正的變化，而B一直為負。當電流矢量位于A_Ⅱ子扇區，輸出電壓矢量位于A_Ⅰ子扇區時，滿足A＞0，A＞0，B＜0，B＞0，C＜0，C＜0。根據表1所示關系，此時A相和B相可以輸出0或1電平，C相可以輸出0或-1電平，即可選矢量為[0,0,0]、[1,0,0]、[1,0,-1]、[0,0,-1]、[1,1,0]。在A1、A3和A5區域內的可選矢量見表3，可看出當電壓矢量位于A1和A3區域內時，其可被準確合成。值得注意的是，由于電流的約束，B相只能輸出0電平或1電平；而B相實際輸出電壓小于零，需要輸出0電平或-1電平。因此，應注入零序電壓將B相鉗位至中線。當電壓矢量位于A5區域內時，僅有兩個可選矢量，電壓矢量不能被準確合成，將產生電流畸變。

表3位于A_Ⅱ子扇區而位于A_Ⅰ子扇區時可選擇矢量表

Tab.3 Available voltage vectors when i is located in A_Ⅱ sub-sector and uis located in A_Ⅰ sub-sector

不難看出，A3和A5區域的分界線就是Vienna整流器輸入電流是否會產生畸變的分界線。定義電壓矢量位于A3和A5區域分界線時的調制度為臨界調制度cri，此時位于A1和A2區域分界線上，由正弦定理結合圖5中的幾何關系可得

定義cri為臨界電流，將式（8）代入式（5）可得

若Vienna整流器輸入電流小于或等于cri，電壓矢量不會進入A5區域，可被準確合成；若輸入電流大于cri，將進入A5區域，無法被準確合成。這里只分析了B＜0而B由負到正過零時的情形，其余情形分析與此類似。

3 整流器側單位功率因數運行的控制方法

根據第2節的分析，當Vienna整流器工作于網側單位功率因數時，必然存在整流器側輸入電壓和電流i異號的現象。若輸入電流大于cri，電壓矢量將進入A5區域內，將無法被準確合成，從而造成電流過零畸變。因此，Vienna整流器電流過零畸變的本質是受到網側單位功率因數的限制。若能夠保持Vienna整流器側輸入電壓矢量和電流矢量同相位，則不會存在和異號的現象，由此可以完全消除電流過零畸變。

采用電網電壓定向且電網電壓矢量與d軸重合時，q=0。由式（1）可得穩態時Vienna整流器在dq坐標系下的電壓方程為

若要保持和同相位，則需滿足

根據上述方程可得

當式（12）中的分子取負號時，計算出的iq較大，不符合整流器的運行狀態，需要舍去。整流器側單位功率因數運行控制方法對應的矢量圖如圖6所示。

將式（10）的第一式乘d加上第二式乘q，可得到

將式（10）的第一式乘以q減去第二式乘以d，可以得到

因為q=0，故有

由于保持和同相位，結合dq坐標系可得

從而可以得出

由此可知，Vienna整流器從電網吸收的有功功率由電流的d軸分量決定。而在能量交換過程中，Vienna整流器電感所吸收的無功功率由電流的q軸分量決定。所以在此過程中，電網既提供有功分量，也提供無功分量。

在由電壓外環和電流內環構成的雙閉環控制系統中，Vienna整流器電流的d軸分量的參考值由控制器的電壓外環給出，然后再根據式（12）確定電流q軸分量的參考值。按照這一原則，在穩態時可確保和同相位，從而避免電流過零畸變。圖7為Vienna整流器和同相位時的電流內環控制框圖。

圖7 電流內環控制框圖

4 消除電流過零畸變提高網側功率因數的方法

根據第2節和第3節的分析，當電流大于cri時，有兩種控制方法：①控制電流矢量與電網電壓矢量同相位，可保證網側單位功率因數，但會導致電流過零畸變；②若保持電流矢量與整流器側輸入電壓矢量同相位，則可完全消除電流過零畸變，但降低了網側的功率因數。因此，有必要探討既可完全消除電流過零畸變，又可最大程度地提高網側功率因數的控制方法。

根據第2節分析：①當和都位于A_Ⅰ子扇區時，如圖8a所示，盡管位于A5區域內，但其不會因無法被準確合成而造成電流過零畸變；②當進入A_Ⅱ子扇區時，若仍在A5區域內，如圖8c所示，就會因為無法輸出[1,-1,-1]矢量而造成電流過零畸變。所以必須確保當電流矢量位于矢量[0, 0, 0]和[1, 0, -1]連線上時，使得電壓矢量離開A5區域，如圖8b所示。

穩態時Vienna整流器電壓標幺值的方程為

若電流矢量位于矢量[0,0,0]和[1,0,-1]連線上時，整流器側的輸入電壓矢量恰好位于A3與A5區域的邊界上，它們滿足式（20），具體推導過程見附錄。

將式（19）和式（21）代入式（20）可得

式（22）為關于φ的表達式。Vienna整流器在實際運行時，φ一般不會超過π/6，因此在Matlab中可以得到關于φ（φ∈[0, π/6]）的函數曲線，如圖9a所示。

5 實驗驗證

為了驗證本文所提控制方法，在實驗室搭建了Vienna整流器的實驗平臺。實驗平臺的實物如圖10所示，實驗平臺的主要參數見表4。

圖10 Vienna整流器實驗平臺

表4 系統的主要參數

Tab.4 The key parameters of the system

為了方便描述并比較實驗結果，網側單位功率因數的控制方法稱為方法一，整流器側單位功率因數的控制方法稱為方法二，而本文所提的消除電流過零畸變且最大程度提高網側功率因數的控制方法稱為方法三。

圖11為這三種控制方法在電流大于cri時的穩態實驗波形和電流低頻頻譜，其中橢圓虛線圈出的區域為電流過零區域。這三種控制方法在穩態時對應的電流THD分別為4.53%、1.34%和1.25%。從穩態的波形和頻譜可看出，當電流大于cri時，采用方法一會使Vienna整流器產生電流過零畸變，采用方法二和方法三不會使Vienna整流器產生電流過零畸變。在方法一下，電流含有較大的5、7、11、13次諧波分量；而在方法二和方法三下，5、7、11、13次諧波分量已被較好地抑制。在方法一、二和三下，電網側的功率因數分別為0.996、0.953和0.985。可以看出，方法二和方法三都可以有效地抑制電流的過零畸變，但是方法三具有更高的網側功率因數。圖11實驗結果較好地驗證了理論分析的正確性。

為了驗證控制方法在負載變化時的控制效果，圖12給出了負載突增時的實驗結果。方法一的實驗結果如圖12a所示。在負載突增前，由于電流小于cri，所以電流不存在過零畸變；但是在負載加大后，電流大于cri，電流存在過零畸變。而在方法二和方法三的負載突變實驗中，在負載突變前，由于電流小于cri，為了提高網側功率因數，所以采用了與方法一一致的控制方法。而在負載突增后，分別采用方法二和方法三。可看出方法二和方法三在負載突增后均能有效地抑制電流過零畸變。

圖11 三種控制方法在電流大于臨界電流Icri時的實驗結果

圖12 三種控制方法在負載突變情形下的實驗結果

圖13為Vienna整流器電流大于cri時切換控制方法的實驗結果。由圖13可以看出，從方法一切換到方法二或方法三后，電流過零畸變均被完全消除，但是網側功率因數從0.996下降到了0.953和0.985；從方法二切換到方法三后，網側功率因數從0.953提升到了0.985。表5給出了三種控制方法的比較。

圖13 控制方法切換情形下的實驗結果

表5 三種控制方法的比較

Tab.5 Comparison of the three control methods

6 結論

本文在詳細分析Vienna整流器過零畸變產生原理的基礎上，通過注入適當的滯后無功電流，使得整流器側輸入電壓參考矢量總是能夠被準確合成，由此提出了一種可完全消除電流過零畸變并能最大程度地提高網側功率因數的控制方法。相比于網側單位功率因數控制方法，本文所提控制方法可完全消除過零畸變；相比于整流器側單位功率因數控制方法，本文所提控制方法可進一步提升網側功率因數。實驗結果驗證了理論分析的正確性。

附 錄

在附圖1所示的矢量圖中，電流矢量位于A_Ⅰ和A_Ⅱ子扇區的邊界上時，整流器的輸出電壓矢量恰好位于A3與A5區域的邊界上，根據正文第4節分析，此時整流器既可以完全消除電流過零畸變，又可以將網側功率因數提高到最大值。

附圖1 消除電流過零畸變且提高功率因數的矢量圖

App.Fig.1 A vector diagram that eliminates current zero-crossing distortion and improves power factor

在三角形中，滿足下幾何關系

[1] 王濤, 陳昌松, 段善旭, 等. 用于改善電流過零點畸變的Vienna整流器空間矢量調制策略[J]. 電工技術學報, 2019, 34(18): 3854-3864.

Wang Tao, Chen Changsong, Duan Shanxu, et al. Vienna rectifier space vector modulation strategy for improving current zero-crossing distortion[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2019, 34(18): 3854-3864.

[2] 楊頔, 姚鋼, 周荔丹. 功率變化環境下的四線制Vienna整流器優化聯合控制方法[J]. 電工技術學報, 2021, 36(2): 305-319.

Yang Di, Yao Gang, Zhou Lidan. Optimal joint control method of four-wire Vienna rectifier under power change environment[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2021, 36(2): 305-319.

[3] Li Xing, Han Jian, Sun Yao, et al. A generalized design framework for neutral point voltage balance of three-phase Vienna rectifiers[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2019, 34(10): 10221-10232.

[4] 肖蕙蕙, 蘇新柱, 郭強, 等. 三相Vienna整流器無網壓傳感器預測電流控制策略[J]. 電工技術學報, 2021, 36(6): 1304-1312.

Xiao Huihui, Su Xinzhu, Guo Qiang, et al. Three-phase Vienna rectifier without grid voltage sensor predictive current control strategy[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2021, 36(6): 1304-1312.

[5] 郝振洋, 徐子梁, 陳宇, 等. 航空Vienna整流器故障診斷與容錯控制[J]. 電工技術學報, 2020, 35(24): 5152-5163.

Hao Zhenyang, Xu Ziliang, Chen Yu, et al. Aviation Vienna rectifier fault diagnosis and fault tolerant control[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2020, 35(24): 5152-5163.

[6] Kolar J W, Zach F C. A novel three-phase utility interface minimizing line current harmonics of high-power telecommunications rectifier modules[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 1997, 44(4): 456-467.

[7] Musavi F, Edington M, Eberle W, et al. Evaluation and ef?ciency comparison of front end AC-DC plug-in hybrid charger topologies[J]. IEEE Transactions on Smart Grid, 2012, 3(1): 413-421.

[8] Youssef N B H, Al-Haddad K, Kanaan H Y. Real-time implementation of a discrete nonlinearity compensating multiloops control technique for a 1.5-kW three-phase/switch/level Vienna converter[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2008, 55(3): 1225-1234.

[9] 宋衛章, 黃駿, 鐘彥儒, 等. 帶中點電位平衡控制的Vienna整流器滯環電流控制方法[J]. 電網技術, 2013, 37(7): 1909-1914.

Song Weizhang, Huang Jun, Zhong Yanru, et al. The hysteresis current control method of Vienna rectifier with neutral point potential balance control[J]. Power System Technology, 2013, 37(7): 1909-1914.

[10] 賀虎成, 王超, 辛鐘毓. 基于PR控制的VIENNA整流器高次諧波抑制[J]. 微電機, 2020, 53(6): 53-57, 98.

He Hucheng, Wang Chao, Xin Zhongyu. Vienna rectifier high-order harmonic suppression based on PR control[J]. Micromotors, 2020, 53(6): 53-57, 98.

[11] 郭磊磊, 李國昊, 金楠, 等. 兩電平電壓源逆變器雙矢量調制模型預測控制：理論分析、實驗驗證和推廣[J]. 電工技術學報, 2021, 36(1): 39-49.

Guo Leilei, Li Guohao, Jin Nan, et al. Two-level voltage source inverter dual-vector modulation model predictive control: theoretical analysis, experimental verification and promotion[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2021, 36(1): 39-49.

[12] 辛業春, 王延旭, 李國慶, 等. T型三電平并網逆變器有限集模型預測控制快速尋優方法[J]. 電工技術學報, 2021, 36(8): 1681-1692.

Xin Yechun, Wang Yanxu, Li Guoqing, et al. Fast optimization method of predictive control based on finite set model of T-type three-level grid-connected inverter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2021, 36(8): 1681-1692.

[13] Park J, Lee J, Lee K. Sinusoidal harmonic voltage injection PWM method for Vienna rectifier with an LCL-filter[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2021,36(3): 2875-2888.

[14] López ó, álvarez J, Yepes A G, et al. Carrier-based PWM Equivalent to multilevel multiphase space vector PWM techniques[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2020, 67(7): 5220-5231.

[15] Cheng Ruiqi, He Yingjie, Chao Lei, et al. Research on Realizing space vector equivalent modulation output by dual carrier modulation of current source inverter[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2021, 36(7): 8494-8505.

[16] Hang Lijun, Li Bin, Zhang Ming, et al. Equivalence of SVM and carrier-based PWM in three-phase/wire/level Vienna recti?er and capability of unbalanced-load control[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2014, 61(1): 20-28.

[17] Lee J S, Lee K B. A novel carrier-based PWM method for Vienna rectifier with a variable power factor[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2016, 63(1): 3-12.

[18] Lee J, Lee K. Carrier-based discontinuous PWM method for VIENNA rectifiers[J]. EEE Transactions on Industrial Electronics, 2015, 30(6): 2896-2900.

[19] Zhu Wenjie, Chen Changsong, Duan Shanxu, et al. A carrier-based discontinuous PWM method with varying clamped area for Vienna rectifier[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2019, 66(9): 7177-7188.

[20] Yang Songhee, Park J, Lee K. A carrier-based PWM with synchronous switching technique for a Vienna rectifier[C]//2016 IEEE International Conference on Power and Energy (PECon), Melaka, 2016: 728-733.

An Improved Control Method to Eliminate the Current Zero-Crossing Distortion for Vienna Rectifier

Wang Jinping Liu Shengyu Zhang Qingyan Jiang Weidong

（School of Electrical Engineering & Automation Hefei University of Technology Hefei 230009 China）

The basic principle of Vienna rectifier is introduced in this paper, and on this basis, the current zero-crossing distortion problem is analyzed. From the perspective of space vector diagram, the nature of the current zero-crossing distortion of Vienna rectifier is analyzed under the condition of unit power factor in grid side. Moreover, the control method with unit power factor in rectifier side is compared. On this basis, an improved method that can eliminate the current zero-crossing distortion and maximize the power factor in the grid side is obtained for Vienna rectifier in this paper. Finally, the control method with unit power factor in grid-side, in rectifier side and the improved control method are compared by experiments. The feasibility and superiority of the control method proposed in this paper is verified by the corresponding experimental results.

Vienna rectifier, current zero-crossing distortion, unity power factor, control method

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.210652

TM461

國家自然科學基金資助項目（52077050）。

2021-05-08

2021-10-20

王金平 男，1984年生，副教授，研究方向為PWM整流器調制與控制等。E-mail：waupter919 @163.com

劉圣宇 男，1997年生，碩士研究生，研究方向為電力電子變換技術等。E-mail：3295233452@qq.com（通信作者）

（編輯 郭麗軍）