江 丹
(1.中電科思儀科技(安徽)有限公司,安徽 蚌埠 233050;2.電子儀器技術蚌埠技術創新中心,安徽 蚌埠 233050)
隨著5G商業化進程的進一步推進,人們對大帶寬高速率的需求促進了面向毫米波通信技術的研究[1,2]。毫米波可以提供每秒數G比特的數據傳輸速率[3],因此成為5G的高頻段關鍵候選波段[4,5]。當前,毫米波通信關鍵器件是目前毫米波通信發展的核心與關鍵所在。毫米波通信全固態電子鏈路關鍵器件已經在無線傳輸中得到廣泛應用,但也存在一些不足,如工作帶寬大導致收發鏈路帶內平坦度指標惡化等,這些問題已經成為限制其應用的主要因素[5]。文獻[6]、文獻[7]、文獻[8]和文獻[9]提出利用均衡器粗調的方式來改善帶內平坦度的方法,但其針對毫米波頻段平坦度的改善能力有限。
本文提出一種平坦度校正方法,該方法在訓練模式下,通過采集發射多音信號,收集該信號獲取頻率響應參數,并基于頻率采樣法[10]設計相應的補償濾波器。補償模式下,將濾波器系數導入基帶濾波器中,可以顯著提高毫米波信號發生器平坦度的性能。
帶內平坦度ΔG指的是功率放大器增益變化的范圍,其具體定義為帶內功率曲線的最大值Gmax與最小值Gmin的差值,其表達式為:

平坦度校正分為訓練模式和補償模式兩步進行:訓練模式通過發射多音信號來計算帶內頻率響應,并計算出補償濾波器系數;補償模式利用該系數對寬帶信號進行實時補償。圖1為平坦度校正方案整體架構。

圖1 平坦度補償實現方案
在200 MHz帶寬內,設計M=63的多音信號,每個單音的頻域間隔為30 MHz,其M點頻率響應Gc(k)為:

將多音信號調制到25 GHz頻點并發射,接收端采用245 MHz采樣率進行采樣,得到M點頻率響應Hc(k)。則M點補償濾波器的頻率響應為其中Hp(k)為理想頻率響應。
設h(n)為M點補償濾波器的脈沖響應,H(k)是M點離散傅里葉變換(Discrete Fourier Transform,DFT),其系統函數為:

式中:ω為弧度;z為復變量。取z=ejω,則有:

并有:

補償濾波器系數為:

設原始寬帶信號為x,利用2.2節的計算的系數對x進行補償,計算方式為:

為了驗證所提算法的補償性能,本文分別從仿真和實測兩個方面對帶內平坦度的補償效果進行評估,其中發射信號采用2 GHz帶寬的正交頻分復用技術(Orthogonal Frequency Division Multiplexing,OFDM)信號。
仿真參數和對應的值如表1所示。

表1 仿真條件
誤差向量幅度(Error Vector Magnitude,EVM)定義為:

式中:Z(t,f)為實際信號矢量;I(t,f)為理想信號矢量。
3.1.1 平坦度對比
根據2.2節生成的補償濾波器系數,對實際的200 MHz帶寬信號進行算法補償,圖2與圖3分別給出了補償前后平坦度曲線對比。從中可以看出進行算法補償后,在不改變時域信號功率的前提下,平坦度指標由最初的±1 dB提升到±0.2 dB以內。

圖2 未補償時域與平坦度

圖3 補償時域與平坦度
3.1.2 解調結果對比
采用1 000次蒙特卡羅仿真方法,對比不同信噪比下補償算法對解調結果的影響。
從圖4可以看出,在不同信噪比下,補償前后信號的解調EVM趨向一致,也就說明平坦度補償并不影響信號的解調精度。

圖4 補償前后解調EVM
硬件平臺采用Xlinxi FIR Compiler IP核,對基帶信號進行平坦度補償。將補償濾波器系數導入基帶,利用分析儀對平坦度指標進行對比。
3.2.1 平坦度對比
在25 GHz頻點發射帶寬為200 MHz的OFDM信號,實時采集15 ms數據,圖5與圖6分別表示補償前后時域信號與平坦度的實測結果。
對比圖5和圖6,可以看出,未進行補償前,平坦度在±1 dB以內波動。補償以后平坦度保持在±0.2 dB以內。

圖5 未補償時域與平坦度

圖6 補償后時域與平坦度
3.2.2 解調結果對比
基帶信號采用16QAM調制方式,在信噪比為20 dB的情況下,利用分析儀對EVM結果進行對比,如圖7和圖8所示。
從圖7與圖8實測結果可以看出,補償算法在修正平坦度指標的同時對解調結果無影響。

圖7 未補償解調EVM與星座圖

圖8 補償后解調EVM與星座圖
本文針對毫米波頻段功放非線性增益引入的平坦度指標惡化問題,提出了一種基于頻率采樣法的幅度校正算法。該算法通過實時計算帶內補償因子的方法對惡化信號進行修正。仿真和實測結果表明,所提算法在不影響解調指標的情況下,能夠顯著改善帶內平坦度的性能。