電氣化鐵路多電平貫通式同相供電裝置拓撲與控制

周京華，閆天樂，章小衛，陳亞愛

（北京市變頻技術工程技術研究中心（北方工業大學電氣與控制工程學院），北京 100144）

我國電氣化鐵路牽引供電制式為單相工頻交流制，一般采用平衡變壓器，其一次側接入三相電網，二次側兩供電臂輸出27.5 kV單相交流電壓為牽引網供電。隨著鐵路交-直-交型機車的全面使用，牽引供電系統存在的問題主要為影響電力系統電能質量的負序問題和制約機車運力的電分相問題[1-4]。針對上述問題，常用的解決手段包括：①通過相序輪換策略，將各牽引變電所牽引變壓器一次側輪換接入電力系統不同相，從整體上減小因牽引負荷導致電網側產生的負序分量[5-6]；②通過各種混合補償裝置或有源補償器，例如，靜止無功發生器、鐵路功率調節器等，平衡牽引變壓器兩臂潮流，治理三相不平衡并提高牽引變壓器利用率[7-10]；③通過各種過分相及雙邊供電等技術，降低列車過分相時引發的速度損失和電壓沖擊[11-12]。

上述方式只能從某一方面緩解牽引供電系統存在的問題，無法從根本上徹底解決單相牽引供電系統存在的不足。參考德國單相低頻交流制的同相供電模式，文獻[4]提出了單相工頻模式的“理想”同相供電系統，在牽引變電所通過三相交流-直流-單相交流的電力電子變換實現同相供電，牽引網和公共電網之間只交換有功，三相負荷平衡，全線供電電壓統一，實現貫通供電，徹底解決負序問題并取消電分相。

為了在當前器件耐壓水平和通流能力下，滿足牽引網高壓大功率的供電需求，對同相供電的研究分為兩種技術方法：一種方法采用被動補償的組合式同相供電，利用匹配變壓器將同相補償裝置接入三相電網，通過有功補償的方式解決負序問題，保證牽引變電所內的供電電壓相位一致，但牽引變電所間的分相區仍然存在，限制了列車速度和運載力[13]，無法實現全線貫通；另一種方法則采用交-直-交電力電子變換實現貫通式同相供電，通過鉗位式3電平或5電平結構提高交-直-交變換器的耐壓等級和容量，但電容電壓均衡問題嚴重，變換器耐壓和容量提升有限[14]，仍需工頻變壓器進行電壓匹配。為進一步提高電壓和功率等級，省去工頻升壓變壓器，直接形成牽引網電壓，級聯多電平結構逐漸應用于貫通式同相供電中。

級聯多電平結構將低壓小功率器件經過模塊級聯實現高壓、大功率直接變換，彌補了器件耐壓和容量的不足[15]，對公共電網電能質量主動治理，實現貫通式同相供電，成為當前的研究熱點。

本文以多電平同相供電裝置為主線，結合最新研究成果，按照圖1所示分類，依次闡述不同類型拓撲的特點，并針對性地介紹相應的控制技術；同時歸納總結各類拓撲結構的優勢和仍需深入研究的方向，并在可再生能源高比例接入電網的背景下，提出未來電氣化鐵路與新能源結合的可行架構。

圖1 多電平同相供電裝置分類Fig.1 Classification of multi-level cophase power supply devices

1 基于工頻變壓器的單元級聯多電平拓撲與控制

含工頻變壓器的單元級聯多電平拓撲通過工頻變壓器將三相電網電壓轉化為若干與功率單元相匹配的獨立交流低電壓，通過功率單元整流、逆變完成三相交流到單相交流的變換，功率單元的單相輸出側通過串聯形成牽引網供電電壓，直接為牽引網供電。

文獻[16]基于三相多繞組變壓器，以二極管鉗位的交-直-交3電平變換器為功率單元，提出一種輸入并聯、輸出串并聯的多電平同相供電裝置，其拓撲結構如圖2所示。圖2中，多繞組變壓器一次側接入電網，二次側每個繞組接1個功率單元，完成三相整流和單相逆變過程。該裝置的輸出分為2個串聯模組，模組內功率單元串聯直接輸出27.5 kV的牽引網電壓，將2個串聯模組并聯可提高同相供電裝置輸出功率以滿足牽引負荷的功率需要。

圖2 輸入并聯、輸出串并聯的同相供電裝置結構Fig.2 Structure of cophase power supply device with input parallel and output series-parallel

在控制方式上，功率單元整流側采用變換器常規的電流解耦控制，實現網側單位功率因數運行和直流電壓的穩定，解決牽引網帶來的負序問題，保證逆變側獲得穩定的輸入；逆變側采用雙閉環與下垂控制相結合的共享同步信號控制策略，如圖3所示。由圖3可以看出，考慮到牽引網負載波動性較強，采用電壓電流雙閉環控制，使裝置提供穩定輸出；考慮到2個并聯模塊運行中輸出電壓幅值相位不可避免的存在差異，形成并聯環流，通過下垂控制調節并聯模組輸出有功無功，校正模組的輸出電壓，并統一下發同步信號，實現并聯模組的頻率同步，從而消除并聯環流，提高裝置供電容量。文獻[17]針對電氣化鐵路供電三相輸入、單相輸出的特點，將切分變壓器一次側繞組與110 kV三相公共電網連接，二次側繞組的每一相電壓切分為若干個獨立的低電壓。這些獨立電壓分別經單相H-H結構的功率單元，串聯疊加形成單相交流電壓，實現無輸出變壓器的27.5 kV供電電壓直接輸出，完成三相-單相的對稱變換，從而主動解決牽引供電系統中的電能質量問題，徹底取消電分相環節。采用切分變壓器的同相供電系統如圖4所示，由圖4可以看出，在功率單元整流側的控制中，電流內環引入直流母線電壓全前饋、變壓器二次電壓全前饋，電壓外環引入直流母線電流全前饋，從而改善了同相供電系統功率單元的瞬態響應與單相H橋網側輸入電流的波形質量。逆變側則通過電壓有效值外環，電壓瞬時值內環保證輸出電壓滿足牽引網電壓穩態和動態的要求[18]。

圖3 雙閉環與下垂控制相結合的共享同步信號控制Fig.3 Shared synchronization signal control with combination of double closed-loops and droop control

圖4 采用切分變壓器的同相供電系統Fig.4 Cophase power supply system using split transformer

文獻[19]將3個相同的單相多繞組變壓器高壓側連接成Y型接入電網，單相變壓器的每個二次繞組連接1個H-H功率單元，進行交-直-交變換，每相的功率單元輸出串聯疊加形成單相27.5 kV供電電壓，三相輸出并聯增加供電容量，以提高牽引變電所的供電距離，其結構如圖5所示。為解決實際應用中因信號采集設備過多導致的裝置尺寸大、成本高的問題，變壓器每相只在二次側添加1個采集繞組進行電壓采樣，實現多繞組變壓器二次繞組連接的所有PWM整流器電壓信號的統一采集，減少因采集設備運行參數不一致給控制帶來的問題。

圖5 輸入采用多重化結構的同相供電裝置Fig.5 Cophase power supply device with multi-input structure

在控制方式上，由于機車運行中涉及啟動、停車、加速、減速，負荷沖擊性很強，會導致整流側直流電流突變，因此，在直流電壓和電源電流雙閉環控制中引入直流電流前饋，提高直流電壓的動態響應，如圖6（a）所示。圖6（b）給出了單相逆變器控制框圖，由圖6（b）可以看出，逆變輸出包括電壓控制和并聯均流控制。電壓控制采用有效值瞬時值雙閉環控制，該裝置輸出電壓經低通濾波LPF（low?pass filter）和有效值計算環節 RMS（root mean square）形成電壓雙閉環的反饋信號，牽引網電壓通過鎖相環PLL（phase lock loop）得到電壓瞬時值的給定信號，有效值外環用于降低穩態誤差，瞬時值內環用于提升電壓波形質量和系統動態響應；均流控制將三相輸出電流平均值作為給定，通過準比例諧振Q-PR（quasi-proportion resonant）控制器實現環流的消除。

圖6 裝置整流側和逆變側控制框圖Fig.6 Control block diagram on rectifier and inverter sides of the device

文獻[20]提出一種基于移相變壓器的單元級聯結構，如圖7所示。圖7中，2臺移相變壓器并聯接入電網，每臺變壓器含2個二次繞組，每個繞組連接4個相同的三相不控整流電路，整流輸出經過電容與單相H橋逆變相連，共形成16個變換單元。其中，整流側由于移相變壓器的使用，將輸入側諧波降低到24脈波水平[21]，輸出側串聯形成27.5 kV牽引網電壓。裝置逆變側通過載波移相調制方式，實現較高的等效開關頻率，避免電容電壓不均衡，保障牽引網的供電質量[22]。由于器件開關頻率較低，可以采用GTO等器件代替IGBT來減少開關損耗。為了適應不控整流直流電壓不可調不穩定的特點，逆變側采用電壓有效值和瞬時值雙閉環控制，有效改善裝置中直流電壓變化對輸出供電電壓的影響，實現對牽引網穩定的電壓支撐。該拓撲采用了不控整流，電路結構簡單、器件成本較低，經濟性較為突出，整流側無需控制簡化了裝置的復雜度；其不足在于不控整流不具備四象限運行能力，再生制動工況下能量不能反饋到電網。但隨著機車行駛密度的增大和牽引網的貫通，回饋的能量大大減少，這種拓撲成本低、控制簡單的優勢將會更加明顯。

圖7 采用不控整流電路的同相供電裝置Fig.7 Cophase power supply device using uncontrolled rectifier circuit

采用工頻變壓器供電的多電平同相供電裝置在結構和控制上均較為成熟，應用較多，工頻變壓器的應用使得整個系統可靠性更高，且功率單元一般不存在電容電壓均衡的問題，輸入側無需串聯，輸出側無需升壓變壓器直接形成牽引網供電電壓。裝置的不足在于多繞組變壓器、切分變壓器、移相變壓器結構復雜和制造成本高，以及工頻變壓器固有的占地面積大、效率低等問題。

2 基于中（高）頻變壓器的單元級聯多電平拓撲與控制

為了解決工頻變壓器體積大、質量重的缺點，可通過DC/DC變換將中（高）頻變壓器引入同相供電裝置，代替工頻變壓器并起隔離的作用，實現電壓和功率的靈活控制，提高電能質量[23]。

這類拓撲結構由輸入整流器、含中（高）頻變壓器的隔離DC/DC變換器和輸出逆變器組成，與采用工頻變壓器實現裝置隔離的結構相比，中（高）頻變壓器的效率高、體積小，大幅減少了同相供電裝置需要的感性元件數量，這種通過電力電子變換和中、高頻變壓器替代工頻變壓器的結構，通常也被稱為電力電子變壓器PET（power electronic trans?former）[24-26]。PET最初用于組合式同相供電的補償裝置，其直接與牽引變壓器2個供電臂相連，平衡2個供電臂之間有功，實現電網側三相平衡，并取消牽引變電所內的電分相[27]。

隨著技術的發展和牽引網的需要，這類拓撲結構逐步應用于貫通式同相供電技術中[28-30]，由于省去工頻降壓變壓器，裝置整流側采用串聯的方式直接接入三相電網，逆變側同樣采用串聯方式直接輸出27.5 kV供電電壓，中間隔離DC/DC變換器起到電壓等級變換與隔離的功能。

為了不改變傳統牽引網結構，同時兼顧貫通式同相供電，文獻[28]在傳統牽引變壓器的2個輸出端分別連接1臺單相-單相PET，2臺PET經過電能變換后，并聯為牽引網供電。單相-單相PET由輸入側級聯H橋、高頻諧振DC/DC隔離變換器和輸出側級聯H橋構成，如圖8所示。由圖8（a）可以看出，拓撲的突出特點在于其僅需在傳統牽引變電所增加2臺單相PET，即可實現同相供電，變電所整體結構不變，降低重復投資；同時，2臺供電PET中若1臺故障，另1臺可以正常運行，牽引變電所降額輸出而不停電，即使2臺同時出現故障，變電所也可以恢復到傳統的分相供電，最大程度保障機車負荷的運行，供電可靠性很高。

圖8 基于平衡變壓器和PET的同相供電裝置Fig.8 Cophase power supply device based on balance transformer and PET

在控制方式上，2臺單相PET輸入輸出均采用載波移相SPWM調制CPS-SPWM（carrier phase shift-SPWM），以較低的開關頻率實現高質量的電壓電流波形。輸入整流側控制裝置的電流和電容電壓，使裝置實現單位功率因數運行且不同模塊電容電壓仍可均衡。DC/DC變換中，高頻變壓器兩側漏感與諧振電容形成串聯諧振，諧振頻率與兩側半橋變換器開關頻率相同，以50%占空比開環控制，實現開關器件的零電流關斷，大幅降低系統損耗。逆變輸出側，2臺裝置控制方式有所不同，第1臺采用開環控制，固定輸出為27.5 kV牽引網電壓；另1臺采用電流跟蹤控制，將第1臺的輸出電流作為第2臺裝置的電流給定，保證2臺PET輸出功率一致，實現正常運行時牽引變壓器高壓側三相電流保持平衡，無負序分量，該控制策略框圖如圖9所示。

圖9 2臺PET輸出側控制策略框圖（j=1，2）Fig.9 Block diagram of control strategy on output side of two PETs（j=1，2）

文獻[29]詳細分析了采用三相-單相PET供電的牽引網潮流，牽引變電所采用中性點鉗位的3電平結構作為基本變換單元，整流器采用3組單相3電平全橋串聯的方式分別連接到三相電網，中間隔離DC/DC變換器采用基于中頻變壓器MFT（medi?um frequency transformer）的二極管鉗位3電平半橋雙向DC/DC電路，逆變側與整流側結構相同，級聯的整流模塊為后級DC/DC模塊提供獨立電源，DC/DC輸出端三相間并聯消除因單相整流模塊帶來的二次紋波[31]，該拓撲結構如圖10所示。

圖10 采用中頻變壓器隔離的3電平三相-單相變換裝置Fig.10 Three-level three-phase-single-phase conversion device using MFT isolation

在控制方式上，裝置的整流側通過dq解耦控制實現單位功率因數運行，DC/DC變換采用雙邊3電平控制，控制框圖如圖11所示。由圖11可知，閉環控制將電壓給定值與實際值做差后，經PI控制求得移相比Dφ并計算雙邊3電平移相占空比D1和D2，從而減小運行中流過中頻變壓器電感電流，有效降低輕載下DC/DC模塊的損耗。

圖11 DC/DC變換器控制框圖Fig.11 Control block diagram of DC/DC converter

文獻[30]將3組級聯的H橋整流器以星型連接方式直接接入電網，每組整流器直流輸出連接一組雙有源橋DAB（dual active bridge）結構的DC/DC變換器進行降壓，每組DC/DC輸出經過一組全橋逆變輸出單相交流，單相交流采用串聯方式實現直接掛網輸出，其拓撲結構如圖12所示。由圖12可以看出，該拓撲的特點在于每相級聯單元之間僅在輸出時進行級聯，更好地保證了級聯單元工作的獨立性。相較于圖8和圖10的兩種拓撲，DAB結構提高了DC/DC變換器的容量，更好地滿足鐵路負荷大功率的需求，另外裝置中的變換器均以H橋為基本結構，更利于模塊化。

圖12 基于級聯H橋的三級式三相-單相變換裝置Fig.12 Three-stage three-phase-single-phase conversion device based on cascaded H-bridge

在控制方式上，此裝置整流部分采用有功-無功解耦電容電壓均衡控制，實現單位功率因數運行，保持各模塊直流電壓的穩定。DC/DC采用移相全橋控制，一方面實現電壓等級的改變，另一方面實現高低壓的隔離。為了提供牽引網穩定的交流電壓，單相逆變輸出側采用雙電壓環的控制策略保障牽引網電壓的穩定。與圖8和圖10兩種拓撲的控制方式相比，同相供電裝置容量更大，不需要考慮多臺裝置并聯運行問題，簡化了單相供電側的控制策略，同時DAB變換結構相較于半橋DC/DC具備零電壓開關特性，移相控制簡單，從而使整體裝置的控制策略大大簡化，更好的適應牽引機車工況變化。

含中（高）頻變壓器的單元級聯結構，通過PET取消了工頻變壓器，提高了裝置的效率，節約了占地，DC/DC隔離一般結合軟開關技術，降低開關損耗[32]，但由于增加了一次DC/DC變換，將會導致裝置控制方式較為復雜，同時使用電力電子器件直接連接到電網的經濟性和可靠性仍需要進一步的討論和驗證。

3 MMC拓撲與控制

單元級聯型多電平拓撲各功率單元需要獨立的直流供電電源，一般通過多繞組隔離變壓器整流或級聯模塊直接并網整流得到，系統復雜程度和成本較高。因此，模塊化多電平變換器MMC（modular multilevel converter）具有公共直流母線，無需進行直流側濾波，可靠性高，系統成本低，同時保留了傳統多電平變換器開關頻率低、損耗小等優點，在電能質量治理、大功率傳動等方面有很好的應用前景[33-34]。

MMC拓撲在同相供電領域最初同樣用于組合式同相供電，作為有源補償器APC（active power compensator）或潮流控制器PFC（power flow control?ler）補償系統的負序分量，利用MMC多電平高電壓的優勢省去裝置兩端的降壓變壓器直接與供電臂相連[35-36]，從而節約投資，減小占地。隨著MMC拓撲和調制方式的不斷完善，以及貫通式供電的需要，MMC開始用于貫通式同相供電，并且衍生出多種相適應的變換器結構。

文獻[37]采用半橋型MMC實現三相交流-直流-單相交流變換，三相側通過降壓變壓器從電網側取電，增強了系統的可靠性，單相側子模塊級聯實現波形高度正弦化無需濾波裝置直掛于牽引網，其拓撲結構如圖13所示。為了滿足牽引網對電壓質量的要求，裝置采用一種改進型最近電平調制NLM（nearest level modulation），通過在上、下橋臂參考電壓中同時加入1個偏移量，使上、下橋臂階梯波階躍時刻錯開一定角度，從而在1個調制波周期內，輸出電壓電平提高一倍，大大改善波形質量。

圖13 基于MMC三相單相變換器的貫通供電系統Fig.13 Through-type power supply system based on MMC three-phase single-phase converter

為了解決應用于同相供電的MMC結構中電容電壓不均衡的問題，文獻[38]研究了適用于較多模塊的電容電壓均衡的并行排序算法，結合現場可編程邏輯門陣列FPGA（field programmable gate array）并行處理的優勢，實現了計算時間縮短且不隨模塊的增多而增加的目標，提升了電容電壓均衡速度，使裝置能更好地適應牽引負載的隨機性、波動性。

上述用于同相供電的MMC拓撲為AC/DC/AC結構，通過整流和逆變側的能量交互實現三相電網與單相牽引網的解耦。但隨著對MMC研究的深入，適用于同相供電的直接AC/AC型MMC拓撲被提出，其具有高功率密度、高器件利用率、成本低等優勢[39-40]。

應用于貫通式同相供電的直接AC/AC型MMC拓撲需要將三相工頻交流電直接變換為單相工頻交流電，而常用的直接AC/AC變換的全橋6橋臂MMC拓撲應用于同頻變換時，除了特定的幾個工作點外，其他工況均需要在輸入側注入無功功率，才能保證橋臂間的能量均衡[41]，這會降低電網側功率因數。為了解決這個問題，文獻[42]提出一種全橋7橋臂的MMC拓撲，在全橋6橋臂拓撲的基礎上，單相輸出側增加了1個旁路橋臂進行輔助調節，其拓撲結構如圖14所示。由圖14可知，通過旁路橋臂對單相輸出端口進行無功調節，實現2個交流端口的無功解耦，不再需要犧牲網側功率因數或注入共模電壓來調節橋臂能量平衡，避免了因缺少無功環流導致的系統不穩定[43]。

圖14 全橋7橋臂MMC同頻直接AC/AC變換器Fig.14 Full-bridge seven-arm MMC same-frequency direct AC/AC converter

對于7橋臂的MMC控制可分為網側控制、環流控制和旁路橋臂控制，其控制框圖如圖15所示。電網側采用同步旋轉坐標系下的dq解耦控制，加入基于卡爾曼估值器的低通濾波以獲得更好的控制性能，實現橋臂中的能量保持在額定值和系統單位功率因數運行。環流控制實現橋臂能量的平均分布，通過控制環流的d軸分量實現三相間能量均衡，通過控制環流的q軸分量消除上、下橋臂間的能量差異，在控制環路引入上、下橋臂間電容電壓的和、差增強系統的動態響應。旁路橋臂控制涉及橋臂電容電壓平均值和支路電流d、q軸分量，通過閉環控制，使橋臂輸出裝置所需無功功率維持其并聯運行所需能量。

圖15 7橋臂MMC控制框圖Fig.15 Control block diagram of seven-arm MMC

基于MMC的多端柔性直流MTDC（muti-termi?nal direct current）輸電系統具備長距離輸電和多落點受電的特點，適合作為長距離貫通式同相牽引供電架構[44]。文獻[45-47]將其引入牽引供電系統，在公共電網和牽引網之間建立一條高壓直流線路用于全線公共的三相-單相解耦，公共電網經過三相MMC整流接入直流線路，牽引網通過單相MMC接入直流線路，整流逆變側可采用半橋或全橋式MMC拓撲，該系統結構如圖16所示。

圖16 基于MMC-MTDC的同相供電系統Fig.16 Cophase power supply system based on MMC-MTDC

在控制方法上，文獻[45]在三相整流側電壓電流雙環控制中均引入前饋環節提升響應速度，在單相逆變側，為了解決每個供電區間的負載變化對鎖相環的強烈干擾，采用無鎖相環的直接功率控制結構，從而在不需要對輸出電壓鎖相的前提下實現變換器同步。文獻[46]提出一種基于虛擬同步坐標系統下的單相全橋MMC逆變器的控制方式，采用全通濾波器構造虛擬正交量，通過交流電壓控制和輸出相位給定將輸出逆變器輸出電壓、電容電流和負載電流三者結合建立雙閉環控制系統。所提系統中直流線路的電壓穩定對牽引網側供電質量十分關鍵，因此根據三相MMC穩態瞬時功率之和與直流電壓成平方關系，在整流側采用一種基于直流電壓平方的下垂控制策略，可以更好的穩定直流電壓[47]。

MMC用于AC/DC/AC的間接變換時，無需獨立直流電源，具備公共直流母線，在貫通式同相供電裝置中優勢明顯，因此在后續的研究中應加以利用，同時要注意不同子模塊中電容選擇的經濟性[48]。直接AC/AC同頻變換的拓撲功率密度、器件利用率更高，但工作時存在橋臂能量平衡和網側無功補償的問題，需要結合牽引供電的特點進行更加深入研究。基于MMC-MTDC的同相供電裝置結構具有容量大、電壓等級高和端口多的優勢，逆變側、整流側無需使用升、降壓變壓器，額外建設的直流母線雖然增加了投資，但也使同相供電系統引入了直流端口，其對于分布式能源的靈活接入和牽引網應用的拓展有很大的幫助[49]。

綜上，將多電平同相供電裝置拓撲與控制方式分類總結在表1中，以便后續深入研究和工程建設需要。就目前多電平同相供電裝置的發展情況來看，各類裝置的拓撲和控制方式仍需不斷優化和完善，從而更好地應用于實際牽引變電所改造中。

表1 多電平同相供電裝置拓撲對比和控制方式總結Tab.1 Comparison among topologies of multi-level cophase power supply devices and summary of their control methods

（1）基于工頻變壓器的單元級聯拓撲中，多繞組變壓器、移相變壓器及切分變壓器的二次側繞組數量多、接線方式復雜，變壓器效率低，需要提高工頻變壓器的制作工藝、優化接線方式并降低損耗，從而增強這類拓撲的競爭力。

（2）基于中（高）頻變壓器的單元級聯拓撲經過3次電能變換實現三相/單相過程，控制策略較為復雜，可提高各變換級的聯系，增強控制算法的整體性。另外，由于缺少工頻變壓器，功率單元通過串聯方式直接接入電網，這種方法的經濟性和運行的可靠性還需要深入評估。

（3）MMC進行交-直-交變換不需要多個獨立的供電電源，避免了多繞組變壓器的使用，但需要更多的電容和信號采集設備，如何優化不同子模塊電容大小，降低控制的復雜程度，增強系統對網側電壓不平衡工況的適應性等，均需要繼續深入的研究；對于直接AC/AC三相-單相同頻變換的結構，如何減小橋臂電流應力，降低電容電壓的基頻波動需要進一步研究。結合MTDC技術的供電方式為牽引供電架構提供了很好發展思路，通過建設直流母線為新能源和儲能裝置的接入帶來了便利，由此會帶來的額外建設成本，需要進一步評估。

（4）使用電力電子變換裝置為牽引網供電的過程中，單相逆變側不可避免的會在直流母線上疊加2次諧波，在閉環控制下，調制信號中會引入高次諧波分量，導致牽引供電系統向三相電網注入高次諧波電流，這是采用電力電子變換方式實現單相供電裝置所共同面對的難題。

4 新能源混合多端同相供電系統

為加快建設交通強國，構建現代化高質量國家綜合立體交通網，中共中央、國務院印發了《國家綜合立體交通網規劃綱要》，按照交通運輸部的解讀，其中一條重要的工作原則是“創新智慧、安全綠色”[50]。因此，融合新能源發電推進交通綠色化、電氣化進程，擴功能，降排放，結合先進信息技術，是未來鐵路網發展的方向[51]。

電氣化鐵路能耗大、線路長，非常適合沿線新能源的就近消納[52]，但新能源的接入會很大程度上改變原有牽引網架構，同時風電、光伏的波動性、間歇性，與牽引負荷的沖擊性、隨機性疊加形成雙重不確定性，給牽引網的供電質量和新能源消納程度帶來極大挑戰[53]。為此，構想一種有效融合新能源的牽引網架構，即如圖17所示的新能源混合多端同相供電系統，從而促進未來新能源發電和牽引網的高質量融合，有力推動電氣化鐵路的綠色可持續發展。

圖17 新能源混合多端同相供電系統Fig.17 New energy hybrid multi-terminal cophase power supply system

由圖17可知：①為了鐵路沿線新能源靈活方便接入，牽引網采用MTDC結構，全線引入直流輸電線路，依靠多電平同相供電裝置高效靈活的能量變換優勢，促進鐵路新能源的利用率；②為了更好地保障牽引網供電質量和新能源消納程度，結合人工智能優化算法，進行負荷預測和發電預測，利用儲能將電能從時間維度轉換到空間維度，同時合理分解可再生能源合同電量[54]，促進我國電力市場化的發展，提高資源合理分配和利用；③為了更準確及時利用負荷預測信息和電價信息調節變換器的輸入輸出，以5G為依托，構建強有力的高速通信網，同時結合云計算終端實現大規模信息的快速計算，提高整個系統的實時性。

新能源混合多端同相供電系統的建設可分階段進行。①現階段，建設重點集中在多電平同相供電裝置的引入和牽引網結構的轉型；改造既有牽引變電所供電結構，形成以全電力電子變換為基礎的供電方式，推進牽引網的全線貫通；調研鐵路沿線的新能源富集狀況，初步確定沿線新能源接入點和容量；強化鐵路調度和供電系統的信息傳遞，結合新能源的發電預測和機車的負荷預測，增強牽引供電系統中新能源發電的消納能力。②下一階段，建立便于新能源接入的直流母線，接入沿線分布式新能源電站，配合儲能裝置，形成融合新能源的MTDC牽引供電架構；隨著5G技術更加成熟，利用其高速通信的優勢，采用較成熟的人工智能算法，結合電價信息、負荷預測和發電預測，以新能源消納率、公共電網和牽引網電能質量、供電成本為優化目標，實現新能源混合多端同相供電系統最優運行。

5 結語

本文將目前級聯多電平同相供電裝置細分為3類，分別闡述了各類裝置的主要拓撲和相應的控制方式，對比了3類裝置的特點并有針對性地指出后續研究的重點。結合多電平高壓大功率變換、人工智能算法、5G高速通訊等技術，構想了未來新能源與同相供電結合的新架構，即新能源混合多端同相供電系統，并從發展途徑的角度給出了近期和遠期的建設重點和目標。

新能源混合多端同相供電系統，作為一種集貫通同相供電、新能源消納、電力系統經濟運行為一體的新型架構，其有利于牽引供電系統、微電網系統和電力系統的互聯互通，值得結合新一代先進技術深入探討。