多臺電力電子變壓器云-邊脈寬調制同步控制策略

陳慶， 葛雪峰， 史明明， 楊景剛， 許濤， 張宸宇

(1. 國網江蘇省電力有限公司，江蘇 南京 210024；2. 國網江蘇省電力有限公司電力科學研究院,江蘇 南京 211103；3. 山東大學控制科學與工程學院，山東 濟南 250061)

0 引言

電力電子變壓器(power electronic transformer，PET)不僅包含傳統變壓器的電壓等級變換功能、電氣隔離功能，還可提供交直流混合端口，滿足多樣性源、荷、儲的接入需求，并具備潮流靈活調控的功能，可有效提升可再生能源的消納水平，具有良好的應用前景[1—4]。PET的額定功率相對較小，實際應用中常采用多臺PET并聯運行的形式[5—8]。一方面，PET通過高頻脈寬調制(pulse width modulation，PWM)的方式控制功率開關器件實現電力變換功能[9—14]；另一方面，多臺PET內部PWM相位隨時間變化[15]。以上因素會導致多臺PET輸出的高頻電壓、電流諧波隨機疊加，極易導致內部功率開關器件損毀，威脅PET的運行安全。為此，須實現多臺PET的PWM同步控制。

現有PWM同步控制方法可分為4類：基于數字控制器(digital signal processor,DSP)間同步脈沖信號的直接同步方法[16—17]；基于全球定位系統(global positioning system，GPS)、北斗等輸出同步信號的同步方法[18—19]；基于現有通信通道發送低頻同步脈沖信號的同步方法[15,20]；基于本地采樣信息的同步方法[21—25]。第一類方法是直接將多個DSP 的PWM同步管腳相連，以實現硬件上的PWM同步，該方法精度最高，但容易受到電磁干擾，僅適合在多臺距離較近的設備間使用，實際中難以應用。第二類方法利用GPS、北斗模塊輸出的同步信號，實現PWM同步，該方法精度約為100 ns，滿足實際工程需要，但需要額外加裝GPS、北斗等模塊及相應的同步算法，受天氣影響，易出現信號缺失的狀況，可靠性低。第三類方法利用1臺云端DSP發送低頻同步信號，其余DSP接收低頻同步信號以實現PWM同步，該類方法不需要鋪設額外的通信通道，精度約為100 ns，但應用過程中面臨通信系統中斷的問題。第四類方法利用PET的本地電壓、電流等邊端采樣信息，加入PWM載波生成程序，實現PWM同步，該方法可靠性最高，但精度約為1 μs，難以滿足小于100 ns的工程應用需求。

綜上所述，現有PWM同步方法難以兼顧精度與可靠性，因此文中提出一種多臺PET云-邊PWM同步策略：在通信系統正常運行時，PET利用云端發送的同步信號實現高精度的PWM同步，同時矯正邊端參數；當通信系統故障時，PET可利用邊端計算結果實現高可靠的PWM同步。研究表明，多臺PET云-邊PWM同步策略能夠兼具高精度和高可靠性，可解決多臺PET運行時高頻電壓、電流諧波隨機疊加問題，可提高電能質量、降低PET故障率，有利于其大規模推廣。

1 多臺PET高頻諧波分析

1.1 PET輸出高頻諧波分析

文中僅考慮PET交流側，因此可以只關注單側直流-交流(DC-AC)變換器，如圖1所示。DC-AC電流環、電壓環的控制結果與三角載波比較后生成PWM信號，PWM信號控制DC-AC變換器中的功率開關器件生成高頻橋臂電壓。為方便分析DC-AC變換器橋臂輸出電壓中的高頻成分，文獻[7]利用雙重傅里葉變換分析輸出電壓的諧波，該方法可以將時域中復雜的PWM波形分解為多種頻率正弦信號的疊加。結果表明，并網DC-AC變換器輸出高頻諧波的頻率主要分布在開關頻率及其整數倍附近，輸出諧波的雙重傅里葉變換器結果見式(1)。

圖1 多臺PET并聯運行示意

(1)

式中：uM,h為DC-AC變換器M的輸出電壓諧波，M為DC-AC變換器的編號；Am,0，Bm,0為整數倍開關頻段諧波的幅值，Am,n，Bm,n為邊帶諧波的幅值，其中m為開關頻率倍數，n為基波頻率倍數；f1，φM,1分別為基波的頻率與初相角；fM,c,φM,PWM分別為載波的頻率與初相角。高次諧波主要包含載波頻率整數倍諧波和邊帶諧波。其中，整數倍諧波的初相角主要取決于φM,PWM，邊帶諧波的初相角則由φM,1，φM,PWM共同決定。φM,1由電壓、電流控制決定，文中設定其為已知量，因此，高頻諧波的初相角主要取決于φM,PWM。

仔細分析式(1)可知，在DC-AC變換器理想運行狀況下，橋臂輸出電壓主要包含直流分量、基波分量和高次諧波分量。DC-AC變換器的橋臂輸出電壓諧波主要包括差模電壓和共模電壓[6]，其中差模電壓產生輸出電流中的高次諧波，而共模電壓產生并網DC-AC變換器間的共模環流。

1.2 高頻諧波隨機疊加模型

圖2為隨機PWM相位導致的高頻諧波疊加示意。如圖2所示，由于晶振的實際震蕩頻率存在未知偏差(圖中未知偏差以問號表示)，PWM的相位隨時間變化。

圖2 隨機PWM相位導致的高頻諧波疊加示意

考慮到PWM的相位隨時間變化，假設φM,PWM為未知量。根據式(1)，DC-AC變換器的輸出高頻諧波可以簡化表示為：

(2)

單臺PET的輸出電流為：

(3)

其中：

φPWM=[φ1,PWM…φN,PWM]

(4)

式中：iM,h為DC-AC變換器M的輸出諧波電流；iM,h f為頻率為f的諧波電流；iM,x,h f為由DC-AC變換器x誘發的頻率為f的諧波電流。多臺PET的總電流表示為：

(5)

式中：isum,h為總的輸出諧波電流；isum,h f為頻率為f的總諧波電流；isum,x,h f為由DC-AC變換器x誘發的頻率為f的總諧波電流。

2 多臺PET云-邊PWM同步策略

2.1 策略的整體結構

該策略的整體結構如圖3所示。為簡化DC-AC控制結構，將控制部分劃分為PWM生成、電壓/電流采樣、鎖相環(phase lock loop，PLL)、電壓/電流控制環。uM,g,iM分別為DC-AC變換器M的電壓、電流。

圖3 多臺PET云-邊PWM同步系統框圖

DC-AC變換器1中的控制器作為云端信息發送單元，其余DC-AC變換器作為云端信息接收單元和邊端信息處理單元。

在DC-AC變換器1中，PLL的輸出結果為電網電壓正序的鎖相結果θ1,g。θ1,g與DC-AC變換器1的調制系數R1,c相乘獲得PWM載波相位參考值，調制系數R1,c為額定開關頻率與電網額定基波頻率間的比值。

θ1,PWM=R1,cθ1,g

(6)

利用式(6)生成的PWM相位參考值可保證PWM載波相位與電網相位間存在固定的比例關系。

然后，載波生成單元生成與θ1,PWM同相位的PWM載波及在PWM載波過零點處的脈沖信號。PWM載波會作為DC-AC變換器1中PWM生成器中的載波信號。PWM過零點處的脈沖信號作為云端同步信息發送到其他DC-AC變換器。

對于其他DC-AC變換器而言，其接收云端DC-AC變換器1發送的同步脈沖信號，經過相位延遲單元生成具有特定相位差的脈沖信號并輸入云-邊信息判斷模塊。除此之外，DC-AC變換器M將利用PLL的鎖相結果θM,g生成不含有額外相位差的PWM載波相位參考值：

θM,PWM=RM,cθM,g

(7)

式中：RM,c為調制系數。然后疊加計算出的最佳相位差φM,PWMb獲得PWM載波參考相位：

θ′M,PWM=θM,PWM+φM,PWMb

(8)

不同于DC-AC變換器1直接生成PWM載波，DC-AC變換器M會在PWM載波相位為0的位置生成邊端PWM同步脈沖。

云端PWM同步脈沖與邊端PWM脈沖會共同輸入信息選擇單元，信息選擇單元在能夠接收云端PWM同步信號時利用云端PWM同步信號生成PWM載波，否則，利用邊端PWM同步信號生成PWM載波。

2.2 DC-AC變換器1的云端同步信號發送策略

圖4為DC-AC變換器1的云端同步信號發送示意。可見，θ1,PWM為θ1,g的整數倍，保證PWM載波與電網基波間保持固定的相位關系。

圖4 云端同步信號發送示意

不同于利用DSP直接生成同步脈沖的傳統方法，文中利用PWM的最低點生成同步脈沖，從而保證同步脈沖與電網基波間的固定相位關系。通過將該脈沖發送給其他DC-AC變換器，可保證多臺DC-AC變換器間PWM載波始終保持同步。

為了降低通信系統的壓力，不同于直接傳輸同步脈沖的傳統方法，文中策略間隔TSYN發送一次同步脈沖，可在保證同步效果的同時降低同步脈沖的發送數量，減輕通信系統的壓力。

2.3 DC-AC變換器M的云端信息同步策略

圖5為云端同步信號示意。如圖5所示，DC-AC變換器M接收到云端PWM同步信號后，首先在原始脈沖的基礎上加入特定相位差φM,PWMb所引起的時間延遲，其計算公式為：

圖5 云端同步信號示意

(9)

加入延遲后，再將時間間隔為TSYN的脈沖擴展為頻率為fM,c的PWM同步脈沖。

2.4 DC-AC變換器M的邊端信息同步策略

圖6為邊端同步信號示意。如圖6所示，DC-AC變換器M基于本地采樣的電網正序基波電壓相位θM,g，與調制系數RM,c相乘獲得載波初始相位參考值θM,PWM，然后再加入計算出的載波偏移量φM,PWMb獲得最終的載波相位參考值θ′M,PWM。不同于直接生成PWM載波，此處將在θ′M,PWM為0的位置生成脈沖信號。

圖6 邊端同步信號示意

2.5 云-邊信息動態切換策略

為實現多臺PET云-邊PWM同步，需要判斷上述云端PWM同步脈沖和邊端PWM同步脈沖的實時狀態。圖7為多臺PET云-邊PWM同步信號切換示意。由圖3可知，分布在DC-AC變換器M中的信息判斷單元可以根據接收到的云端PWM同步脈沖，實時判斷脈沖是否正常傳輸。若正常，則繼續使用云端PWM同步脈沖；若異常，例如存在云端信號丟失，則切換至使用邊端PWM同步脈沖，如圖7中紅色箭頭所示。最終，利用云-邊同步信號生成PWM載波。

圖7 多臺PET云-邊PWM同步信號切換示意

3 多臺PET云-邊PWM同步控制實驗

實驗平臺由4臺(M=4)獨立運行的三相H-橋DC-AC變換器、RS485通信通道、4臺獨立直流電源、1臺可編程交流電源AMETEK-CI-4500LS組成。實驗樣機中所有的DSP為TMS320F28335。DC-AC變換器參數如表1所示。

表1 DC-AC變換器參數

表1中，UM,dc為直流電壓；LM為電感值；fM,c為載波頻率；PM，QM分別為輸出有功、無功功率。實驗中，4臺DC-AC變換器并聯接入可編程交流電源，其有效值為110 V，頻率為50 Hz。4通道數字示波器用于記錄實驗波形。實驗中只有2個參數完全一致的DC-AC變換器運行，主要是因為2臺DC-AC變換器PWM的同步效果可以通過總電流、總諧波失真(total harmonic distortion，THD)值的變化軌跡觀察。實驗中記錄了穩態、暫態時的波形并進行了分析。其中，WM,abc為控制三相DC-AC變換器的PWM信號，WM,t為固定占空比的PWM信號，WM,t與WM,abc完全同步，可用于測試多臺DC-AC變換器PWM信號的同步效果。

為驗證文中策略的有效性，設置驗證步驟為：首先驗證基于云端信息的PWM同步策略的局限性，然后驗證基于邊端信息的PWM同步策略的局限性，最后驗證多臺PET云-邊PWM同步策略的有效性。

3.1 基于云端信息的PWM同步策略

為測試通信線路對PWM同步策略的影響，實驗中將在6 s左右斷開通信線路以模擬通信線路故障。實驗記錄了30 s內的電流和單機電流的THD值，具體見圖8。其中，Hsum，H1分別為總電流THD值和單機電流THD值。由圖8可知，當通信線路正常時，云端信息可以正常傳輸，2臺并網DC-AC變換器PWM載波相位差可以控制在固定值，因此總電流的THD值不會隨時間變化，能夠控制在最小值4%附近。然而，當通信線路故障時，2臺并網DC-AC變換器PWM載波相位差將隨時間變化，進而導致總電流的THD值隨時間變化，最大值接近11%。

圖8 基于云端信息的PWM同步策略的總電流和單機電流THD值

圖9為通信故障時的長時間尺度實驗波形，可見總電流的包絡線隨時間變化，也驗證了上述總電流THD值隨時間變化的實驗結果。其中，W1,t，W2,t分別為DC-AC變換器1、2生成的固定占空比PWM信號，該信號的作用是測量PWM相位差。

圖9 通信故障時的長時間尺度實驗波形

圖10為通信故障時的短時間尺度實驗波形1，其對應圖9中左邊放大位置的波形。可見，THD值可以小至4.5%，此時PWM載波間存在相位差。但該相位差無法保持，會隨時間變化。

圖10 通信故障時的短時間尺度放大波形1

圖11為通信故障時的短時間尺度實驗波形2，其對應圖9中右邊放大位置的波形。可見，THD值可以增大至10.1%，此時PWM載波間相位差接近0。同樣，這種相位差也無法保持。

圖11 通信故障時的短時間尺度放大波形2

3.2 基于邊端信息的PWM同步策略

圖12為采用邊端信息的PWM同步策略后的總電流THD值和單機電流THD值變化軌跡。由于不需要通信通道，該方法可以始終將總電流THD值保持在一定范圍內，但其缺點是，THD值會出現較大范圍的波動，長期運行會導致DC-AC變換器的損耗增加。

圖12 基于邊端信息的PWM同步策略的總電流和單機電流THD值

3.3 多臺PET云-邊PWM同步策略

圖13為采用多臺PET云-邊PWM同步策略后的總電流THD值和單機電流THD值變化軌跡。當通信通道出現故障時，該策略可以無縫切換同步信號來源，保證總電流THD值始終保持在最低值附近。

圖13 多臺PET云-邊PWM同步策略的總電流和單機電流THD值

圖14為多臺PET云-邊PWM同步策略長時間尺度實驗波形，可見總電流的包絡線不隨時間變化，也驗證了上述總電路THD值隨時間變化的實驗結果。

圖14 多臺PET云-邊PWM同步策略的長時間尺度實驗波形

圖15為多臺PET云-邊PWM同步策略短時間尺度實驗波形，可見總電流的THD值始終維持在4.5%附近，此時，PWM相位差始終維持在π/2附近，驗證了文中策略的有效性。

圖15 多臺PET云-邊PWM同步策略的短時間尺度實驗波形

4 結語

文中提出一種多臺PET云-邊PWM同步策略，該策略充分發揮云端信息的高精度和邊端信息的高可靠優勢，在通信系統正常運行時，PET利用云端發送的同步信號實現高精度的PWM同步，同時矯正邊端參數；當通信系統故障時，PET可利用邊端計算結果實現高可靠的PWM同步。因硬件要求低，該策略易于應用。實驗表明，該策略能兼顧PWM同步的精度與可靠性，保證高頻率開關諧波協同控制。該策略的應用可顯著降低PET輸出高頻電流諧波峰值，提高電能質量，同時降低PET內部功率開關器件的電流應力，有助于PET的推廣應用。

本文得到國網江蘇省電力有限公司科技項目(J2019129)資助，謹此致謝！