低感設計對變流器電容紋波電流影響分析與優(yōu)化

謝 非, 馬振宇, 張洪浩, 金祝峰, 胡斯登, 周曉云

(1.株洲中車時代電氣股份有限公司，湖南 株洲 412000；2.浙江大學 電氣工程學院，浙江 杭州 310058)

0 引 言

工業(yè)變流產(chǎn)品應用領域較多，產(chǎn)品容量覆蓋200～14 000 kW，不同行業(yè)對變流器的性能指標要求不盡相同。隨著變流器容量的增加，IGBT并聯(lián)、共直流母線的技術是一個必然趨勢，同時為了滿足傳動控制需求，中間直流環(huán)節(jié)的支撐電容數(shù)量也會相應增多，如何控制IGBT高頻開關過程中的過電壓，減少支撐電容上的紋波電流，提升多個IGBT并聯(lián)的均流程度等已成為工業(yè)變流產(chǎn)品開發(fā)過程中實際面臨的難題，這些難題都與低感設計強相關[1-2]。

對于直流母排的問題，目前較為常見的方法是采用低感母排設計的方式，例如，文獻[3-4]提出采用層疊母排的設計方法以減小母排雜感，提升變流器性能，該方法效果明顯，但較大程度地增加工業(yè)變流產(chǎn)品的設計成本。

隨著市場競爭的日益激烈，對各個環(huán)節(jié)的成本要求變得非?？量?，在這樣的背景下，低感母排也相應成為降本的一個重要方向。首先針對多模塊并聯(lián)的通用變頻器，在公共直流母排中用普通母排取代了直流低感母排，從產(chǎn)品的實際應用數(shù)據(jù)指標來看，IGBT器件、支撐電容電流、母排溫升等方面都控制在了合理范圍內(nèi)，但并沒有深層次挖掘直流環(huán)節(jié)的低感設計指標[5-6]。隨著產(chǎn)品容量的增大，模塊并聯(lián)在成本控制方面要劣于相模塊方式，相模塊形式省去了均流電抗器，極大提升了變流器的功率密度，但在這些設計的過程中并沒有認真分析過直流環(huán)節(jié)的低感指標，找到低感設計與成本之間的關鍵量化指標，確保成本最優(yōu)的條件下，性能也能達到指標,這類問題應該如何解答有待進一步探索研究[6]。

1 母排雜散電感對高頻電流的影響

某一變流器功率模塊結構中，直流母線支撐電容分別分布在三個相模塊，各相模塊支撐電容之間通過叉形匯流母排連接。在某些工況下，該種母排結構導致支撐電容紋波電流值偏大，電容組件損壞?，F(xiàn)場采取電容紋波電流頻譜分析，可知紋波電流集中分布在二倍開關頻附近，即在某些工況點，由于母排雜參與電容不匹配導致發(fā)生諧振。根據(jù)經(jīng)驗，適當減小直流母排雜感，同時考慮現(xiàn)場產(chǎn)品的便于整改，添加一塊復合母排，通過如表1所示的試驗測量數(shù)據(jù)對比可以看出支撐電容紋波電流較之前有大幅的減小。

通過表1數(shù)據(jù)可知，原有叉形母排結構由于雜參與電容不匹配導致發(fā)生諧振，電容紋波電流較大，通過在三相直流端并聯(lián)一低感母排，適當減小母排雜參以避開倍頻諧振點，電容紋波電流值下降明顯。

表1 不同工況下電容紋波電流實測值

1.1 建立等效電路

根據(jù)變流器母排結構，簡化得到對應的電路網(wǎng)絡如圖1所示。其中：ILx(x為A,B,C)為流經(jīng)各相母排的輸入電流；Icapx為各相電容紋波電流；Ix為流入各相功率模塊的電流；ZLx為各相母排阻抗；Zcapx為各相電容阻抗。電路中雜散電感與對應的三相支撐電容間構成了LC濾波電路，單相雜散電感與支撐電容的阻抗比為ZL/ZC，從而影響了回路中高頻電流的分配，具體的各支路電流以A相為例計算如下。

圖1 母排簡化等效電路圖

根據(jù)上述電路原理圖，由基爾霍夫電流定理可得：

(1)

通過式(1)可知，回路中雜散電感的存在，使得流入支撐電容的高頻電流增多，從而增大了支撐電容的紋波電流。

1.2 建立電路網(wǎng)絡模型

根據(jù)原始母排結構，以流過支撐電容的電流IcapA、IcapB、IcapC為研究對象，對三相逆變器直流側(cè)阻抗網(wǎng)絡數(shù)學建模如下：

(2)

以原有母排結構為基礎，建立對應的等效電路模型如圖2所示，根據(jù)疊加定理，以A相為例，通過分析在A相橋臂電流單獨作用下，推導電容諧波電流的傳遞函數(shù)。

圖2 A相源單獨作用等效電路圖

根據(jù)圖4，由電路原理可知：

IEA=ZcapIA/ZEA

(3)

由基爾霍夫電流可得：

IcapA=IA-IEA

(4)

根據(jù)上述建立的數(shù)學模型可得：

(5)

同樣推導過程可得出三相通用的傳遞函數(shù)表達式如下：

(6)

式中:ZEx(x=A,B,C)為各相電路網(wǎng)絡端口的等效輸入阻抗。

由式(6)可知，當ZEx無限趨近于零，即電路網(wǎng)絡處于諧振短路狀態(tài)時，Gxx幅值較大，此時，當橋臂電流一定時，支撐電容紋波電流Icapx將具有較大值。

根據(jù)原始的母排結構，可以發(fā)現(xiàn)A、C相具有對稱性，因此可認為A、C相母排雜散阻抗近似相等，可等同分析。以A相諧波源單獨作用為例，則可列出電路網(wǎng)絡的諧振模態(tài)分類如表2所示。

表2 電網(wǎng)絡諧振分類表

表2中：

ZA=Zcap+ZLA

ZB=Zcap+ZLB

ZC=Zcap+ZLC

(7)

對于高頻電路而言，此時可認為有：

(8)

即可近似認為

(9)

根據(jù)上表對應的諧振條件，可推導諧振頻率如下：

(10)

式中:fi(i=1,2,3,4)為不同類諧振頻率；ω為角速度；RL為母排電阻；RC為電容電阻。當ZEA趨近于零時，即GAA將獲得較大值，以A相源單獨作用，對電網(wǎng)絡分析如圖3所示。

圖3 A相諧振網(wǎng)絡分析圖

(1) 圖3(a)中網(wǎng)絡。諧振條件為ZA+ZB∥ZC=0，此時網(wǎng)絡端口輸入阻抗為ZEA=ZA+ZB∥ZC=0，電網(wǎng)絡發(fā)生諧振，諧振頻率為f=f1，GAA將取得較大值；

(2) 圖3(b)中網(wǎng)絡。諧振條件為ZB+ZC=0，此時網(wǎng)絡端口輸入阻抗為ZEA=ZA+ZB∥ZC?0，電網(wǎng)絡不諧振，類似于開路；

(3) 圖3(c)中網(wǎng)絡。諧振條件為ZA=0，ZC=0，此時網(wǎng)絡端口輸入阻抗為ZEA=0，B相類似于開路，電網(wǎng)絡發(fā)生諧振，諧振頻率為f=f3，GAA將取得較大值；

(4) 圖3(d)中網(wǎng)絡。諧振條件為ZB=0，此時電網(wǎng)絡的端口輸入阻抗為ZEA=ZA≠0，B相類似于短路，電網(wǎng)絡不諧振。

Zx(x=A,B,C)為各相等效阻抗。通過上述電網(wǎng)絡分析可知，A相電網(wǎng)絡傳遞函數(shù)GAA存在兩個峰值點，由于C相母排結構對稱于A相，即C相與A相具有相似的網(wǎng)絡傳遞函數(shù)特性，C相傳遞函數(shù)GCC同樣有兩個峰值點，在此不作重復分析。

按照同樣原理對B相電網(wǎng)絡進行分析，當ZEB無限接近零時，GBB將存在較大值點，在此不再贅述。通過分析可知B相網(wǎng)絡傳遞函數(shù)存在一個峰值點，即發(fā)生在三相諧振點f1，傳遞函數(shù)GBB將取得較大值，此時B相電容電流IcapB將會取得較大值。

1.3 試驗提取雜散參數(shù)

為便于后期仿真分析，基于原始叉形母排結構，通過阻抗分析儀提取其各相電氣雜散參數(shù)[7]如表3所示。

表3 原始母排結構雜散參數(shù)表

2 上述問題解決方案

2.1 改進母排結構，適當減小雜感

原始母排結構存在支撐電容紋波電流偏大的主要原因是母排雜散電感與支撐電容的諧振頻率較接近于低倍快關頻率的邊帶諧波頻率。通過改進優(yōu)化母排結構，減小母排的雜散參數(shù)，增大雜感與支撐電容的諧振頻率，使其盡量遠離開關頻率，從而達到減小電容高頻紋波電流的目的。原始母排結構與通過仿真設計軟件得出的改進母排對應的雜散參數(shù)如表4所示。

表4 不同母排結構參數(shù)數(shù)據(jù)表

2.2 控制適當減小載波頻率

通過控制適當減小載波頻率以減小器件開關頻率，使諧振頻率點遠離開關頻率，以達到減小支撐電容紋波電流的目的。

2.3 仿真分析

基于以上兩類改進措施，仿真得到B相支撐電容紋波電流的試驗波形如下圖4所示，根據(jù)數(shù)據(jù)分析可知，126 kW功率點、開關頻率2 850 Hz時原始叉形母排結構B相電容紋波電流IcapB1有效值為36.9 A，對應的改進T形母排結構B相電容紋波電流IcapB2有效值為14.7 A；在原始叉形母排結構基礎上改動開關頻率為1 950 Hz時對應的B相電容紋波電流IcapB3有效值為11.3 A。

圖4 不同改進措施仿真試驗波形

3 試驗驗證

基于某一變流器平臺，原始母排結構在試驗條件直流母線電壓650 V、輸出功率為126 kW、開關頻率為2 850 Hz、功率因數(shù)為1時的試驗波形如圖5所示。

圖5 原始母排結構B、C相試驗波形

通過試驗波形測量可知，在上述試驗條件下，B相單個支撐電容紋波電流的峰值為82.88 A、有效值為20.3 A，C相支單個撐電容紋波電流峰值為78.5 A、有效值為20.8 A。對B相電流、電容紋波電流幅頻分析如圖6所示，觀察可知B相電流及電容紋波電流較大幅值點出現(xiàn)在兩倍開關頻率點附近，與表4中的計算諧振頻率點基本吻合。

圖6 原始母排結構B相電流及紋波電流幅頻分析

同等試驗條件：直流母線電壓650 V、輸出功率為126 kW、開關頻率為2 850 Hz、功率因數(shù)為1時的改進T型母排結構試驗波形如圖7所示。

圖7 T型母排結構B、C相試驗波形

根據(jù)試驗波形，此時的B相單個支撐電容紋波電流有效值相比于原始母排結構電容紋波有效值下降了27.59%；C相單個電容紋波電流有效值相比于原始母排結構電容紋波有效值下降了31.73%。對B相電流及電容紋波電流幅頻分析如下，如圖8所示可知此時的幅值較大值出現(xiàn)在四倍開關頻率點附近。

圖8 T形母排B相電流及電容紋波電流幅頻分析

由于四倍開關頻率及邊帶頻率的橋臂諧波電流小于兩倍開關頻率及邊帶頻率的橋臂諧波電流，于是有了改進的T形母排電容紋波電流有效值小于原始母排電容紋波電流有效值。

同等試驗條件下：直流母線電壓650 V，輸出功率為126 kW，功率因數(shù)為1，以T型母排結構為基礎，改動開關頻率為1 950 Hz時的試驗波形如下圖9所示。

圖9 T型母排開關頻率為1 950 Hz時試驗波形圖

通過波形分析數(shù)據(jù)可知，此時的B相單個電容電流有效值相較于原始母排結構B相電容電流有效值下降了38.57%；C相單個電容紋波電流有效值相較于原始母排結構C相電容電流有效值下降了22.26%。B相電流幅頻分析圖10所示，較大幅值頻率點較2 850 Hz時有所偏移。

圖10 T形母排開關頻率1 950 Hz時B相電流及電容紋波電流幅頻分析圖

通過修改開關頻率，避免了開關頻率倍幅值較大的邊帶諧波頻率與諧振頻率交疊，從而進一步降低了電容紋波電流有效值。

4 結 語

依托于某一變流器平臺，基于對變流器不同直流并聯(lián)母排結構雜散參數(shù)的研究，同時調(diào)整開關頻率，以直流側(cè)支撐電容紋波電流為研究對象，基于現(xiàn)有試驗數(shù)據(jù)，得出以下結論：

(1) 電容電流較大的原因。電容與母排雜散電感的諧振頻率接近低開關頻率倍的邊帶諧波頻率，在諧振頻率點附近的正負序諧波電流被內(nèi)部諧振激發(fā)；

(2) 降低電容紋波電流的方法。錯開匯流母排阻抗網(wǎng)絡的諧振頻率和低開關頻率倍的邊帶諧波頻率，用于指導匯流母排早期設計以及開關頻率的選擇；在成本有限的條件下，使用T型銅排結構設計且適當降率，也能近似實現(xiàn)疊層母排結構的效果。