基于脈沖階梯調制模塊大功率IGBT 電壓驅動供電電源設計*

周蒙恩 王紅艷 孫 芮

(南京工程學院電力工程學院 南京 211167)

1 引言①

能源是現代社會發展的基礎[1]。隨著化石能源儲量越來越少，核能正逐漸成為人類依賴的主要能源。核能產生方式分為聚變和裂變。其中核裂變已經用于商業生產。核聚變是原子核的聚變反應，因其具有清潔、產生能量大、原材料儲量豐富等優點，目前正處于研究當中[1-2]。聚變主要分為磁約束和慣性約束兩種聚變方式，其中，托卡馬克等離子體試驗裝置是磁約束聚變最有發展前景的試驗裝置之一。為實現托卡馬克等離子體的自持燃燒，必須對等離子體進行持續加熱，目前加熱系統主要有歐姆加熱系統和輔助加熱系統[2]。

國內外聚變堆工程對于輔助加熱系統均開展了廣泛研究，并積累了一定的工程經驗，但尚有一些關鍵技術待進一步優化。托卡馬克輔助加熱系統的高壓電源主要采用PSM 技術，PSM 模塊主要由IGBT 斬波電路和二極管整流電路組成[2-4]。傳統的PSM 模塊中IGBT 驅動電路存在高低壓間隔離、驅動損耗大等不足之處[5]。為滿足輔助加熱系統特殊工況要求，本文對大功率IGBT 供電電源進行設計。

本文設計的供電電源主電路采用有源鉗位反激變換器[6-8]，具有電路拓撲結構簡單、可靠性高、輸入輸出之間高低壓隔離、低壓大電流等特點[9-14]。控制電路采用了基于LM5025 的前饋控制[15]，實現了電壓的寬范圍輸入，能夠有效抑制輸入電壓的擾動。最后利用TINA-TI 平臺對所設計的驅動電路進行仿真，驗證了該驅動電路的有效性。

2 有源鉗位反激變換器的工作原理

PSM 模塊電路結構主要由IGBT 斬波電路、二極管整流電路、撬棒電路SCR、緩沖電路和控制電路組成，其結構如圖1 所示。

圖1 PSM 電路結構示意圖

有源鉗位反激變換器主電路如圖2 所示。為了節約托卡馬克輔助加熱系統控制模塊的空間，本文采用低邊鉗位電路。低邊鉗位電路主開關管和輔助開關管驅動信號可以共地，使輔助開關管驅動電路相對簡單，能夠減少開關電源的外圍器件，有效減小了其體積。

圖2 有源鉗位反激變換器拓撲結構

圖3 為開關時序圖，對一個周期的工作過程進行分析。

圖3 開關時序圖

工作時區[t0～t1]：變壓器原邊主開關管T1導通，勵磁電流iLm和諧振電流iLr在輸入電壓Ui的作用下線性上升，鉗位電容沒有放電回路，變壓器儲存能量。變壓器副邊整流二極管D0處于截止狀態。

工作時區[t1～t2]：變壓器原邊輔助開關管T2開通，勵磁電流線性減小，變壓器釋放能量。變壓器副邊整流二極管導通，給負載供電。

電路工作過程中T1與T2的開關信號互補，在主開關管開通期間，輸入電壓對變壓器勵磁；在主開關管關斷期間，變壓器復磁。當電路工作于連續狀態時，根據變壓器的伏秒平衡原理可得

式中，U0為輸出電壓，n為變壓器變比，D為開關管的占空比，T為開關周期，由此可得輸出電壓為

3 有源鉗位反激變換器主要元件參數設計

根據托卡馬克輔助加熱系統的要求，以ITER射頻波(PF)加熱系統設計為例，在正常工作運行時，控制電路和主電路需要千伏以上的電氣隔離；微波發射裝置發生打火故障時，需要PSM 模塊斬波電路的所有大功率IGBT 能夠在5 μs 時間內切斷1 kV 以上的高壓，對高壓電源進行迅速保護。考慮一定裕量的條件下，對比目前市場上各式IGBT，本設計選取的IGBT 為FZ1500R33HL3，該IGBT 具備極低的導通電壓和快速啟停等特點，非常適合PSM 模塊下高電壓、大電流環境中使用。按照要求，本文設計了一款輸入電壓范圍是15～20 V，額定輸出電壓為20 V，開關頻率為480 kHz的驅動電路模型。

3.1 驅動電路輸出功率

查閱相關手冊可得，FZ1500R33HL3 型IGBT的柵極電荷(Gate charge)QG=42 μC，可得IGBT 的驅動功率為

式中，ΔQ為門極充電電量，ΔU為門極電壓變化范圍，fSW為開關頻率。代入參數可得PTOTAL=100.8 W。

因為存在漏電流等因素，IGBT 的靜態損耗不為零，最大靜態損耗表達式為

3.2 變壓器設計

在反激電路中，變壓器主要充當儲存能量、傳輸能量、隔離強弱電的器件。為了設計出的變壓器能夠隔離高壓且滿足托卡馬克輔助加熱PSM 模塊多種特殊工況，變壓器的各項參數應當按照最小輸入電壓的條件設計。參照設計要求，磁心設計選取TDK 公司PC95 軟磁材料，PC95 系列是寬溫低損耗材料，適合于輔助加熱系統。查閱磁心手冊，通過計算，選取ΔB=0.1 T，Ae=0.3 cm4。

變壓器的初級匝數計算公式如下

式中，D為變壓器的占空比，將已知的數據代入選取Np=5。

變壓器次級繞組匝數的計算公式如下

式中，UD為整流二極管的壓降，將已知參數代入選取Ns=5。

3.3 諧振電感與鉗位電容的設計

電路在正常工作中，開關管關斷期間存在電壓尖峰，且由于變壓器漏感非常小，不能夠實現主開關管的零電壓開通，所以需要設計諧振電感實現主開關管兩端的零電壓開通。

在不考慮電源效率的情況下，可計算電路的平均電感電流

將本文設計參數代入可得IL=9.3 A。

考慮電流紋波為 ±0.2 時，可計算電感的峰值電流

將本文設計參數代入可得ILm=11.4 A。

根據電路的平均電感電流，可以求勵磁電感最小值為

求得勵磁電感最小值為4.4 μH。

諧振電感在設計過程中要求其大小要小于勵磁電感，同時要求其儲存的能量要大于開關管寄生結電容儲存的能量，即

將參數代入式(10)中，可得到諧振電感的取值范圍為0.012～4.4 μH，本次設計選取1 μH。

本文選取的是低邊有源鉗位電路，鉗位電容的大小影響著主開關管的零電壓開通，為了創造主開關管零電壓開通的條件，在忽略漏感的情況下，可以得到嵌位電容的表達式如下

將參數代入式(11)中，得到本設計選用的嵌位電容CC=330 nF。

4 前饋電路設計

在托卡馬克射頻輔助加熱系統中，要求IGBT供電電源輸入電壓范圍寬，且在輸入電壓出現波動時對供電電源輸出電壓產生的影響小。為了減小托卡馬克輔助加熱控制電路的體積，設計采用前饋控制的方案，主要以下兩點優勢。

(1) 采取前饋控制方案只需要將電路的參數設計妥當，就可以提高系統的工作穩定性和安全性。

(2) 因為變壓器的存在，原副邊電氣隔離，采取前饋控制就無需將副邊輸出的電壓單獨作為一路反饋，這樣一方面降低了變換器的體積，另一方面降低了變壓器的設計成本。

如圖4 所示，輸入電壓通過RC 網絡產生的斜波信號與幅值2.5 V 鋸齒波信號進行比較產生PWM信號。

圖4 前饋電路原理圖

一個周期的工作過程如下：在每個周期剛開始時，充電電容上的電壓值為零，輸入電壓會通過電阻給電容充電，電容兩端的電壓呈斜坡狀逐漸上升，當電容C上面的斜波電壓信號達到鋸齒波信號的幅值2.5 V 時，芯片就會通過內部邏輯控制單元產生所需要的PWM 信號，同時芯片也會對電容C進行放電至零，一個周期結束。

如果出現電容充電速度較慢(電容上的斜波斜率上升較緩)，在一個周期結束時，電容上的斜波電壓還未達到設定的鋸齒波信號幅值2.5 V 時，芯片會按照邏輯控制強制對電容C放電，直到電容C兩端電壓為零，這種情況將產生不了正常所需要的PWM 信號，占空比為一。在正常一個周期工作過程中，電容上的斜波信號的斜率會同輸入電壓成正比，其斜率主要是由輸入電壓通過外接的RC 充電電路所決定，利用這個特性，可以實現輸入電壓的前饋控制，從而確保輸出電壓的穩定。

產生占空比的RC 網絡為一階動態電路，按照三要素法可以求得電容電壓為

式中,τ為一階RC 時間常數，τ=R·C。

可得充電時間為

5 電路設計及試驗結果

本文采用的控制器為有源鉗位專用芯片LM5025[15]。設計的原理圖如圖5 所示，電路中輸入電壓Ui、電阻R3、電容C4共同決定了占空比的大小，其中電阻R3和電容C4分別對應于圖4 的RF和CF，電阻R6和R8構成了欠壓保護電路；電阻R4決定了電路的開關頻率。

圖5 有源鉗位反激變換器原理圖

當輸入Ui為15 V 和20 V 時，主開關管和輔助開關管的驅動信號波形如圖6 所示。由圖6 可知，當輸入為15 V 時，開關頻率為480 kHz，占空比為0.545。當輸入為20 V 時，開關頻率為480 kHz，占空比為0.474。

圖6 開關驅動波形圖

在電路工作在滿載的狀況下，當輸入Ui為15 V和30 V 時，主開關管流過的電流和其兩端電壓波形如圖7 所示。

圖7 主開關管兩端電壓與電流

由仿真圖可得，主開關管驅動信號來臨之前，其兩端電壓已經被諧振到零，然后開始流過電流。試驗表明，在允許的輸入電壓范圍內實現了主開關管零電壓開通，減小了開關管的損耗。

設計電路基于LM5025 采用了前饋控制，在滿載的情況下，電路輸入電壓和輸出電壓如表1 所示。

表1 不同輸入電壓下的輸出電壓

由表1 可知當輸入電壓在15～20 V 變化時，輸出電壓始終保持在20 V 左右。輸入電壓為15 V 和20 V 時，輸入電壓和輸出電壓的波形分別為圖8a和圖8b 所示，由表1 和圖8 所知當輸入為15 V 時，輸出為21.74 V；輸入為20 V 時，輸出為20.20 V；在允許的輸入電壓范圍內，電路的輸出電壓達到了前饋控制的效果。

圖8 前饋控制仿真圖

6 結論

本文根據PSM 模塊大功率IGBT 驅動電路的要求，選用有源鉗位反激變換器作為設計的主電路。根據ITER 射頻波加熱系統，設計了一款開關頻率為480 kHz 的驅動電源。

(1) 通過前饋控制，該驅動電路能夠實現控制電路和主電路之間千伏以上的電氣隔離且降低了變換器的體積，在輔助加熱系統發生打火故障時能夠有效驅動IGBT 切斷電路。

(2) 針對傳統驅動電路開關損耗高問題，通過對變換器主要參數設計，實現了主開關管零電壓開通，減小了驅動電路的損耗。

最后利用TINA-TI 平臺對所設計的驅動電路進行仿真，驗證了該驅動電路的有效性和正確性。