飛輪儲能系統中雙向功率變換器控制策略的分析與研究

陶雪峰，吳俊，孫露露，周貝

（國網宣城供電公司，安徽 宣城 242000）

一次性能源煤、石油等不僅面臨著能源耗盡的危機，同時也產生了霧霾等環境問題，為尋求解決方法，新能源技術得到了快速發展。可充分利用新能源并且不危害大電網的微電網技術應運而成[1]，而由于風能、潮汐能、太陽能等新能源均具有不穩定性、間歇性、隨機性等特點，儲能裝置成為微電網中不可或缺的環節[2]。眾多儲能技術中，飛輪儲能技術由于其環保性較好、充放電速度快、可深度放電、充放電循環次數多、壽命長、效率高等優點備受關注[3]。

飛輪儲能裝置主要由電動/發電機、電力電子裝置、飛輪轉子、軸承系統、控制系統、真空室組成[4]?？伤南笙捱\行的背靠背變換器具有升壓變換器的特性，且可調節網側功率因數[5]，為微電網提供無功功率，適用于作飛輪儲能裝置中的電能轉換裝置。

背靠背變換器主要由網側PWM變換器、直流母線電容、機側PWM變換器三部分構成[6]，網側PWM變換器與電機側PWM變換器的功能獨立，可采取獨立控制策略[7-8]。采用獨立控制策略時，雖控制策略簡單、控制系統易實現、開發難度小，但是系統的動態響應慢[9]。對于微電網而言，不穩定的新能源會導致發電機的輸出功率出現驟降、驟升等情況，而電網負荷同樣會出現波動，導致微電網頻率、電壓出現波動，影響電能質量，甚至損壞用電設備[10]。采用獨立控制策略控制的背靠背變換器動態響應速度慢，不能實現對微電網電能質量的快速調節[11]。

為改善這一問題，文獻[12-13]基于直接電流控制策略，提出了增加電流前饋補償環節的控制策略。電流前饋補償環節可直接將電機側PWM變換器的電流信息反饋給網側PWM變換器的電流內環，而不需通過直流母線電壓的波動來獲取電機側PWM變換器電流的信息，改善系統的動態性能。文獻[14]提出了直接電容電流控制策略，該控制策略的控制目標是使流入直流母線電容的電流為零，即控制網側PWM變換器的輸出電流與電機側PWM變換器的輸入電流相等，從而實現減小甚至消除直流母線電容上功率波動，改善系統的動態性能，然而直流母線電容電流需通過電流傳感器檢測，并且母線電容電流為脈沖電流，檢測困難，增加了系統的成本[15]。

本文提出了一種基于直流母線電壓平方外環、功率內環的直接功率控制策略基礎上增加了功率前饋補償環節的控制策略。采用電壓平方外環能解決飛輪儲能系統啟動過程中直流母線電壓建壓時，網側PWM變換器的輸入電流沖擊問題；采用功率內環控制策略相比于電流內環控制策略，能夠檢測到電網電壓變化；采用功率前饋進行補償，能使網側PWM變換器快速跟蹤電機側PWM變換器功率的變化。本文基于提出的控制策略搭建了仿真與實驗平臺，驗證了該控制策略的可行性。

1 數學模型分析

背靠背變換器的拓撲如圖1所示，主要由網側濾波電感L、網側PWM變換器、直流母線電容、電機側PWM變換器與電機等組成。

圖1 背靠背變換器拓撲示意圖Fig.1 Back-to-back converter topology

網側PWM變換器在兩相旋轉d-q坐標系下的數學模型可表示為

式中：ed，eq為電網三相電壓在d-q坐標系下d，q軸的分量；id，iq為網側三相電流在d-q坐標系下d，q軸的分量；ud，uq為網側PWM變換器三相輸入電壓在d-q坐標系下d，q軸的分量；sd，sq為網側PWM變換器的開關函數；icap為流入直流母線電容內的電流；udc為直流母線電容電壓；iload為機側PWM變換器輸入電流；L為網側濾波電感；R為網側等效電阻；C為直流母線電容；ω為網側電流角頻率。

由式（1）可知，流入母線電容的功率表示為

機側PWM變換器的輸入功率可利用負載等效電阻表示為

由功率守恒定律可知，網側變換器的輸出功率可表示為

由式（2）～式（4）可知，網側變換器的輸出功率可表示為

由式（5）可獲得直流母線電壓平方與網側PWM變換器的輸出功率之間的傳遞函數，如下式所示：

式中：s為微分算子。

由式（6）可知，直流母線電壓平方外環與電網側PWM變換器的輸出功率為一階線性關系，利用PI調節器進行控制時，可表示為

式中：kdp，kdi為直流電壓平方外環的控制器的比例系數與積分系數；p*為網側PWM變換器輸出功率的給定值。

若忽略網側PWM變換器的損耗，網側PWM變換器的輸出功率可用網側變換器的輸入功率表示，由瞬時功率理論可知，網側變換器的輸入功率可表示為

式中：p為有功功率；q為無功功率。

采用電網電壓定向時，三相電網電壓在d-q坐標系下可表示為

式中：Em為電網電壓矢量幅值。

由式（1）、式（8）、式（9）可知，網側PWM變換器在d-q坐標系下的數學模型可表示為

由式（10）可知，網側PWM變換器的有功功率與無功功率并未實現完全解耦，利用PI調節器進行控制時，可表示為

式中：kdp1，kdi1為有功功率控制器的比例系數與積分系數；kqp1，kqi1為無功功率控制器的比例系數與積分系數；u′d為有功功率控制器的輸出；u′q為無功功率控制器的輸出。

根據式（10）、式（11）可獲得網側PWM變換器輸入電壓在兩相旋轉坐標系下的控制方程：

2 直接功率控制策略

根據式（7）、式（11）、式（12）可確定網側PWM變換器的控制策略，即采用電壓平方外環與功率內環的直接功率控制策略，其控制框圖如圖2所示，其中圖2a為網側變換器控制策略，圖2b為機側變換器控制策略。

圖2 帶功率前饋補償的背靠背變換器的控制策略Fig.2 Back-to-back converter control strategy with power feed-forward compensation

2.1 電壓平方外環分析

采用電壓平方外環控制策略相比于普遍采用的電壓外環控制策略，其對網側PWM變換器的輸入電流的控制為變系數PI控制。

忽視網側變換器損耗后，由式（8）、式（9）可知采用電網電壓定向后，網側PWM變換器的輸入功率可表示為

即網側PWM變換器的輸入電流可表示為

圖2a中，||2為直流母線電壓的平方。圖2b中的變量為飛輪電機采用矢量控制策略時的變量，如ima，imb，imc為電機的三相繞組電流；iα，iβ為電機電流在α-β坐標系下的分量；ist，ism為電機電流在m-t坐標系下的分量；usm，ust為電機繞組電壓在m-t坐標系下的分量；uα，uβ為電機電流在α-β坐標系下的分量；P為電機運行功率，P*為電機運行功率參考值。

因此采用電壓平方外環控制時，網側PWM變換器輸入電流的控制相當于變系數的PI控制，而采用電壓外環控制時，網側PWM變換器的輸入電流為恒定系數的PI控制，其控制方程可表示為

在飛輪儲能系統初啟動時，母線電壓建壓過程中，采用變系數電流PI調節器，系數逐漸增加，避免了電流沖擊對系統的損害。

2.2 功率內環分析

采用功率內環的直接功率控制策略相比于普遍采用電流內環的直接電流控制策略，飛輪儲能裝置可快速響應電網電壓的波動對電網電壓進行調節。

由式（6）與式（13）可知，母線電壓平方與網側PWM變換器的輸入電流為一階的線性關系，可表示為

由式（17）可知，采用電流內環的直接電流控制的控制方程可表示為

為實現d，q軸電流完全解耦，可采用下式所示的控制方程：

式中：kdp2，kdi2為采用電流內環時，d軸電流控制器的比例系數與積分系數；kqp2，kqi2為采用電流內環時，q軸電流控制器的比例系數與積分系數。

因此，網側PWM變換器的輸入電流可表示為

由式（21）可知，直接電流控制策略并未采集電網電壓信息，當電網電壓出現波動，飛輪電池充放電電流不能及時進行調節。而采用直接功率控制策略，電流調節器采集了電網電壓信息如式（15）所示，能有效抑制由于微電網電壓波動造成的母線電壓的波動。

2.3 功率前饋環節分析

由式（5）可知母線電壓波動表示為

即在微電網電壓恒定的情況下，母線電壓波動由id與P2確定。當P2變化時，網側PWM變換器需通過感知udc的波動來調節id。因此P2變化時，網側PWM變換器的調節速度滯后，需通過電容充放電實現網側PWM變換器功率與機側PWM變換器功率的平衡，影響系統的動態性能。母線電壓頻繁的波動，會導致系統不穩定，效率降低，動態性能差。為改善系統動態性能，圖2所示的控制策略中還采用了基于式（4）所示的功率守恒，采用功率前饋補償的方式減小機側PWM變換器功率變化對直流母線電壓的影響。

3 仿真及實驗驗證

3.1 仿真結果分析

本文利用Simulink搭建了仿真平臺。圖3、圖4所示為飛輪儲能系統從充電狀態切換為放電狀態時的母線電壓波形與微電網側電壓、電流波形。從圖中看出，采用該控制策略實現飛輪儲能系統平穩的切換工作狀態。微電網側PWM變換器能夠由整流狀態迅速切換到逆變狀態，可實現單位功率因數運行。飛輪儲能裝置能夠迅速切換工作狀態，充放電速度快，能夠迅速對微電網電能進行調節，提高微電網電能質量。

圖3 直流母線電壓仿真波形Fig.3 Simulation waveform of the DC voltage

圖4 微電網電壓、電流仿真波形Fig.4 Simulation waveforms of the micro-grid voltage and current

3.2 實驗結果分析

為驗證該控制策略的優越性，參照圖5所示的實驗平臺原理圖搭建了實驗平臺。

圖5 背靠背變換器的實驗平臺原理圖Fig.5 The schematic map of back-to-back converter system

圖5中，控制系統數字信號處理器選用了飛思卡爾公司的MC56F8346，背靠背變換器中功率器件選用了英飛凌公司的FS50R06KE3，IGBT驅動芯片選用了Avago公司的光電耦合器HCPL-316J。本文通過大電網代替微電網，實現飛輪儲能系統充放電的控制。

圖6、圖7所示為飛輪儲能系統從充電狀態切換到放電狀態時，直流母線電壓波形與電網側電壓、電流波形。從圖中可以看出，采用增加功率前饋補償的直接功率控制策略，能實現飛輪儲能系統平穩的切換工作狀態；直流母線電壓的波動較小，調節時間短，可在20 ms內快速恢復；當飛輪儲能系統切換工作狀態時，電流畸變小，電流調節速度快。因此當微電網用電負荷或供電功率發生變化后，飛輪儲能系統能夠快速切換工作狀態，調節微電網電能質量。

圖6 直流母線電壓實驗波形Fig.6 Experiment waveform of the DC voltage

圖7 電網電壓、電流實驗波形Fig.7 Experiment waveforms of the grid voltage and current

4 結論

微電網系統中儲能裝置不可或缺，飛輪儲能裝置具有諸多優點，使得其受到越來越多的關注，本文針對飛輪儲能系統中電力電子裝置所采用的背靠背變換器的數學模型進行了分析，在此基礎上提出了增加功率前饋補償的直接功率控制策略。該控制策略能夠在飛輪儲能系統充電建壓啟動過程中避免電流沖擊；且該控制策略能夠及時反饋電網電壓信息。增加功率前饋補償環節后電網側變換器能夠快速跟蹤電機側變換器的功率波動，動態響應快。對于微電網系統，采用該控制策略后飛輪儲能裝置能夠快速調節微電網中由于用電負荷、發電機輸出功率變化導致的微電網中電壓幅值與頻率的變化，提高電能質量。