基于改進(jìn)恒導(dǎo)通時(shí)間控制的臨界連續(xù)導(dǎo)通模式Boost功率因數(shù)校正變換器

周玉婷 吳 羽 任小永 陳乾宏 張之梁

基于改進(jìn)恒導(dǎo)通時(shí)間控制的臨界連續(xù)導(dǎo)通模式Boost功率因數(shù)校正變換器

周玉婷 吳 羽 任小永 陳乾宏 張之梁

（南京航空航天大學(xué)江蘇省新能源發(fā)電與電能變換重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 南京 211106）

為改善臨界連續(xù)導(dǎo)通模式（BCM）Boost功率因數(shù)校正（PFC）變換器輸入電流總諧波畸變率（THD），該文提出一種改進(jìn)恒導(dǎo)通時(shí)間（COT）控制，分析改進(jìn)COT控制對(duì)輸入電流THD和變換器效率的影響；通過(guò)改進(jìn)電流過(guò)零檢測(cè)（ZCD）電路實(shí)現(xiàn)電感電流過(guò)零信號(hào)的提前檢測(cè)，補(bǔ)償信號(hào)傳播延時(shí)的影響，縮短甚至消除反向諧振過(guò)程，改善輸入電流THD的同時(shí)不增加控制的復(fù)雜度。最后，該文搭建一臺(tái)160W BCM Boost PFC變換器實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，驗(yàn)證所提改進(jìn)COT控制的可行性和有效性。

恒導(dǎo)通時(shí)間控制 無(wú)諧振 電流過(guò)零檢測(cè) 臨界連續(xù)模式 功率因數(shù)校正

0 引言

Boost功率因數(shù)校正（Power Factor Correction, PFC）變換器因其輸入電流紋波小、電路實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單等優(yōu)點(diǎn)，成為有源PFC變換器最常用的拓?fù)鋄1-4]，其中，臨界連續(xù)導(dǎo)通模式（Boundary Conduction Mode, BCM）Boost PFC變換器可自然實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)管的谷底開(kāi)通（Valley Switching, VS）或零電壓開(kāi)通（Zero- Voltage Switching, ZVS）以及二極管的零電流開(kāi)通（Zero-Current Switching, ZCS），顯著降低開(kāi)關(guān)器件的開(kāi)關(guān)損耗。近年來(lái)，在飛機(jī)座椅電源、機(jī)載計(jì)算機(jī)電源等中小功率場(chǎng)合得到了廣泛的應(yīng)用[5-6]。

BCM Boost PFC變換器控制策略按導(dǎo)通時(shí)間不同可分為恒導(dǎo)通時(shí)間（Constant On-Time, COT）控制和變導(dǎo)通時(shí)間（Variable On-Time, VOT）控制[7-8]。傳統(tǒng)COT控制僅需電壓環(huán)，控制較為簡(jiǎn)單[7]；然而，升壓電感與開(kāi)關(guān)器件結(jié)電容在開(kāi)關(guān)管開(kāi)通前或關(guān)斷后會(huì)發(fā)生諧振，這將導(dǎo)致其輸入電流嚴(yán)重畸變[8-9]，難以滿足RTCA DO-160G的諧波標(biāo)準(zhǔn)要求[10]。文獻(xiàn)[11]提出一種增強(qiáng)COT控制，通過(guò)增加一最小電流比較單元延長(zhǎng)導(dǎo)通時(shí)間，減小反向諧振電流的影響；然而此控制方式將引入一個(gè)最小管理輸出功率out_min，當(dāng)實(shí)際輸出功率小于out_min時(shí)，變換器將工作于Burst模式，這導(dǎo)致輸入電流總諧波畸變率（Total Harmonic Distortion, THD）增大。為解決此問(wèn)題，文獻(xiàn)[12]采用一種改進(jìn)的增強(qiáng)COT控制，通過(guò)改變最小電流比較值消除out_min的影響，有效地改善了實(shí)際輸出功率小于out_min時(shí)的輸入電流THD。然而，上述兩種增強(qiáng)COT控制將反向諧振階段的電感電流波形近似為三角形，控制存在誤差，輸入電流THD改善有限，并且，其導(dǎo)通時(shí)間本質(zhì)上仍然為VOT。VOT控制可分為模擬和數(shù)字兩種方式[13-22]：基于模擬方式的VOT控制一般通過(guò)采樣輸入電壓或開(kāi)關(guān)管峰值電流進(jìn)行導(dǎo)通時(shí)間的調(diào)節(jié)，控制較為復(fù)雜且難以實(shí)現(xiàn)最佳的輸入電流THD優(yōu)化[13-16]；數(shù)字VOT控制通過(guò)計(jì)算變導(dǎo)通時(shí)間實(shí)現(xiàn)精確VOT控制，然而變導(dǎo)通時(shí)間公式較為復(fù)雜，涉及開(kāi)方、除法、乘法等復(fù)雜運(yùn)算，對(duì)數(shù)字控制器的要求高，成本也相應(yīng)增加[17-22]。

為了改善輸入電流THD的同時(shí)不增加控制的復(fù)雜度，本文提出一種改進(jìn)COT控制，減小甚至消除反向諧振過(guò)程，從而減小反向諧振過(guò)程對(duì)輸入電流畸變的影響。首先分析了無(wú)諧振COT控制對(duì)輸入電流THD的改善作用，通過(guò)一種改進(jìn)電感電流過(guò)零檢測(cè)（Zero-Current-Detection, ZCD）電路對(duì)電流過(guò)零信號(hào)進(jìn)行提前檢測(cè)，以補(bǔ)償信號(hào)傳播延時(shí)的影響，從而實(shí)現(xiàn)無(wú)諧振COT控制，改善輸入電流THD；然而無(wú)諧振的實(shí)現(xiàn)會(huì)一定程度地影響開(kāi)關(guān)管的軟開(kāi)關(guān)特性，增加器件開(kāi)關(guān)損耗導(dǎo)致效率降低。為解決無(wú)諧振COT控制下輸入電流THD和效率的性能矛盾，本文提出了部分諧振COT控制，即在無(wú)諧振COT控制的基礎(chǔ)上延遲觸發(fā)開(kāi)關(guān)管，通過(guò)合理控制反向諧振時(shí)間實(shí)現(xiàn)THD和效率性能的權(quán)衡。最后搭建了一臺(tái)160W BCM Boost PFC變換器驗(yàn)證了所提控制方法的可行性和有效性。

1 無(wú)諧振COT控制

圖1為BCM Boost PFC變換器電路結(jié)構(gòu)。圖中，in、in分別為輸入電壓和輸入電流；vin為整流后輸入電壓，in、b分別為輸入濾波電容和升壓電感；s為電流采樣電阻；VD、Q分別為續(xù)流二極管和開(kāi)關(guān)管；dp、ds分別為VD和Q結(jié)電容；out、o分別為輸入濾波電容和負(fù)載；o為輸出電壓；ds為開(kāi)關(guān)管漏源極電壓。

圖1 BCM Boost PFC變換器電路結(jié)構(gòu)

BCM Boost PFC變換器在COT控制時(shí)的理想狀態(tài)下，電感電流波形在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)為三角波，電感電流平均值iavg為其峰值ipeak的一半，其值為

式中，on為開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間。若忽略輸入濾波電容電流影響，當(dāng)on恒定時(shí)，iavg隨vin呈正弦變化。

實(shí)際工作過(guò)程中，在開(kāi)關(guān)管Q開(kāi)通前，開(kāi)關(guān)器件結(jié)電容ds、dp與升壓電感b發(fā)生反向諧振，實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)管Q的零電壓/谷底開(kāi)通，該諧振過(guò)程的存在導(dǎo)致電感電流波形偏離理想三角形而發(fā)生畸變[9]，傳統(tǒng)COT控制下BCM Boost PFC變換器主要波形如圖2所示。

圖2 傳統(tǒng)COT控制下BCM Boost PFC變換器主要波形

為抑制反向諧振過(guò)程的影響，VOT控制通過(guò)增加導(dǎo)通時(shí)間對(duì)電感反向諧振電流進(jìn)行補(bǔ)償，可有效改善輸入電流THD。然而，精確VOT公式涉及開(kāi)方、除法等復(fù)雜運(yùn)算，控制較為復(fù)雜[17-22]。傳統(tǒng)COT控制僅需電壓環(huán)，控制簡(jiǎn)單，但導(dǎo)通時(shí)間在線路周期內(nèi)保持不變，難以通過(guò)增加導(dǎo)通時(shí)間補(bǔ)償反向諧振電流的方式實(shí)現(xiàn)輸入電流THD的改善。因此，本文在傳統(tǒng)COT控制的基礎(chǔ)上控制開(kāi)關(guān)管的開(kāi)通時(shí)刻，使其在電感電流的負(fù)向過(guò)零點(diǎn)處開(kāi)通，消除反向諧振過(guò)程，即無(wú)諧振控制，改善輸入電流THD。

圖3給出了無(wú)諧振COT控制下電感電流i、驅(qū)動(dòng)信號(hào)gs與開(kāi)關(guān)管漏源極電壓ds波形。傳統(tǒng)COT控制在2時(shí)刻（即電感電流正向過(guò)零點(diǎn)）產(chǎn)生ZCD信號(hào)從而開(kāi)通開(kāi)關(guān)管，此時(shí)ds諧振下降至2vin-o（vin＞0.5o）或0（vin＜0.5o），可實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)管的軟開(kāi)關(guān)。而無(wú)諧振COT控制在1時(shí)刻（即電感電流負(fù)向過(guò)零點(diǎn)）產(chǎn)生ZCD信號(hào)觸發(fā)開(kāi)關(guān)管開(kāi)通，減小了反向諧振的影響，i波形趨于理想三角形，有利于改善傳統(tǒng)COT控制下iavg的畸變。

圖3 無(wú)諧振COT控制下主要波形

圖4給出了傳統(tǒng)COT控制和無(wú)諧振COT控制下輸入電流THD對(duì)比（計(jì)算參數(shù)rms=115V，b= 176mH，eq=130pF，o=270V，in=100nF，line= 400Hz）。通過(guò)分析開(kāi)關(guān)周期內(nèi)電感電流各階段的電荷和時(shí)間間隔可計(jì)算出電感電流平均值[17]，進(jìn)而得到輸入電流THD。由圖可以發(fā)現(xiàn)，無(wú)諧振COT控制可明顯改善輸入電流THD。

圖4 不同控制方式下輸入電流THD對(duì)比

2 無(wú)諧振COT控制的實(shí)現(xiàn)與實(shí)驗(yàn)結(jié)果

2.1 無(wú)諧振COT控制實(shí)現(xiàn)方法

臨界連續(xù)模式的實(shí)現(xiàn)依靠電感電流的過(guò)零檢測(cè)。為實(shí)現(xiàn)精確谷底/零電壓開(kāi)通，文獻(xiàn)[18]提出一種ZCD檢測(cè)方法，如圖5所示。在電感電流負(fù)向過(guò)零點(diǎn)（見(jiàn)圖5中的1時(shí)刻）檢測(cè)產(chǎn)生ZCD信號(hào)，通過(guò)延時(shí)補(bǔ)償comp使開(kāi)關(guān)管在電感電流正向過(guò)零點(diǎn)處（見(jiàn)圖5中的3時(shí)刻）開(kāi)通，即在開(kāi)關(guān)管漏源極電壓下降至谷底電壓/零電壓時(shí)開(kāi)通開(kāi)關(guān)管，補(bǔ)償驅(qū)動(dòng)信號(hào)傳播延時(shí)ic的影響。圖中，neg為電感電流反向時(shí)間，且有neg=comp+ic。然而，由于ic的存在，若仍在1時(shí)刻檢測(cè)產(chǎn)生ZCD信號(hào)，電感電流反向諧振ic后，開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)到來(lái)，開(kāi)關(guān)管在2時(shí)刻開(kāi)通，因此，此方式無(wú)法實(shí)現(xiàn)無(wú)諧振COT控制。

圖5 文獻(xiàn)[18]電流過(guò)零檢測(cè)方法

為應(yīng)對(duì)上述問(wèn)題，本文提出了一種改進(jìn)ZCD方法，如圖6所示，即在二極管導(dǎo)通階段提前進(jìn)行過(guò)零檢測(cè)，如圖6中的1時(shí)刻，通過(guò)提前檢測(cè)以補(bǔ)償信號(hào)傳播的固定延遲時(shí)間。其中

圖7給出了改進(jìn)ZCD方法的實(shí)現(xiàn)電路。該電路由電平轉(zhuǎn)換電路、比較器、一階RC濾波電路以及數(shù)字隔離器組成。圖中，1～4為電阻，cc為基準(zhǔn)電壓，level為抬升電壓，b、c為比較器正負(fù)輸入端電壓，f1、f1分別為濾波電阻和電容。其中，當(dāng)2/1=4/3時(shí)，有

（4）

由式（3）和式（4）可得到比較器的比較臨界值，即當(dāng)b=c，則

式中，為消除信號(hào)傳播延遲的影響，實(shí)現(xiàn)無(wú)諧振控制，則f≥ic，ic主要由改進(jìn)ZCD電路、驅(qū)動(dòng)芯片以及數(shù)字控制器決定，電路參數(shù)確定后，各部分信號(hào)延時(shí)時(shí)間確定，ic固定且可通過(guò)實(shí)驗(yàn)測(cè)得。

2.2 無(wú)諧振COT控制實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為驗(yàn)證所提無(wú)諧振COT控制的有效性，本文搭建了一臺(tái)160W BCM Boost PFC變換器。系統(tǒng)控制框圖如圖8所示，圖9為實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，實(shí)驗(yàn)參數(shù)見(jiàn)表1。ZCD信號(hào)觸發(fā)數(shù)字控制器的ePWM模塊，由電壓調(diào)節(jié)器輸出得到導(dǎo)通時(shí)間。level采用固定電平，信號(hào)傳播延時(shí)總和ic約為110ns，通過(guò)數(shù)字控制器MCU計(jì)算所需的延時(shí)時(shí)間delay，決定開(kāi)關(guān)管的開(kāi)通時(shí)刻，即

圖9 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)

表1 BCM Boost PFC變換器電路參數(shù)

Tab.1 Circuit parameters of BCM Boost PFC converter

圖10給出了400Hz、50%負(fù)載下傳統(tǒng)COT控制和無(wú)諧振COT控制下電感電流實(shí)驗(yàn)波形。圖中，開(kāi)關(guān)管分別在電感電流正向過(guò)零點(diǎn)以及電感電流負(fù)向過(guò)零點(diǎn)處開(kāi)通。

圖11、圖12所示為400Hz下50%負(fù)載和100%負(fù)載時(shí)兩種控制的實(shí)驗(yàn)波形。從圖中可以發(fā)現(xiàn)，無(wú)諧振COT控制下負(fù)向電感電流基本消除。

圖13給出了不同輸出功率下輸入電流THD和PF測(cè)量結(jié)果對(duì)比。由圖可以發(fā)現(xiàn)，當(dāng)line=400Hz時(shí)，50%負(fù)載情況下，輸入電流THD從傳統(tǒng)COT控制的9.9%減小至無(wú)諧振COT控制的4.8%；100%負(fù)載情況下從6.7%降至4.2%；當(dāng)line=800Hz時(shí)，輸入電流THD在50%負(fù)載和100%負(fù)載下分別降至5.4%和4.7%。并且，無(wú)諧振COT控制下輸入電流的PF也得到改善。

圖10 電感電流實(shí)驗(yàn)波形

圖11 400Hz，50%負(fù)載下實(shí)驗(yàn)波形

圖12 400Hz, 100%負(fù)載下實(shí)驗(yàn)波形

圖13 輸入電流THD和PF測(cè)量結(jié)果對(duì)比

圖14為兩種控制下變換器的效率對(duì)比，采用無(wú)諧振COT控制時(shí)，變換器效率有所下降，尤其是在半載情況下。圖15進(jìn)一步給出了半載下變換器各部分的損耗分布，可以發(fā)現(xiàn)，無(wú)諧振COT控制下，開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)損耗顯著增加。這是因?yàn)闊o(wú)諧振COT控制下，開(kāi)關(guān)管開(kāi)通前不存在反向諧振過(guò)程，此時(shí)開(kāi)關(guān)管ds電壓從o直接下降至0，開(kāi)關(guān)管硬開(kāi)通，導(dǎo)致開(kāi)關(guān)管開(kāi)通損耗增加。傳統(tǒng)COT控制和無(wú)諧振COT控制下開(kāi)關(guān)管的開(kāi)通損耗計(jì)算公式分別為

式中，sw為開(kāi)關(guān)頻率。

圖14 效率對(duì)比

圖15 50%負(fù)載下?lián)p耗對(duì)比

3 部分諧振COT控制

3.1 部分諧振COT控制的提出

無(wú)諧振COT控制在改善輸入電流THD的同時(shí)會(huì)引起變換器半載效率降低，為抑制該負(fù)面影響，可在電感電流負(fù)向過(guò)零點(diǎn)處延遲一段時(shí)間d再開(kāi)通開(kāi)關(guān)管，開(kāi)關(guān)管ds電壓諧振下降至a，部分諧振COT控制下的主要波形如圖16所示。

圖中，a表達(dá)式[17]為

此時(shí)，開(kāi)關(guān)管的開(kāi)通損耗為

圖17為不同d下部分諧振COT控制時(shí)輸入電流THD和變換器效率對(duì)比。可以發(fā)現(xiàn)，隨著d的減小，輸入電流THD得到明顯改善，而變換器效率逐漸惡化。這是因?yàn)殡S著d的減小，反向諧振過(guò)程縮短，輸入電流THD減小，然而隨著a增大，開(kāi)關(guān)管的開(kāi)通損耗增加，變換器效率降低。

圖17 不同td下輸入電流THD和效率對(duì)比

圖18 半載下變換器THD、效率及其增幅隨td變化曲線

由圖15損耗對(duì)比可知，改進(jìn)COT控制下開(kāi)關(guān)管硬開(kāi)通，開(kāi)通損耗大大增加，成為變換器效率降低的主要因素。式（10）表明，開(kāi)關(guān)管開(kāi)通損耗與開(kāi)關(guān)頻率sw、開(kāi)關(guān)管寄生電容ds以及開(kāi)通時(shí)刻開(kāi)關(guān)管漏源極電壓a有關(guān)。不同開(kāi)關(guān)管由于寄生參數(shù)ds不同（即等效結(jié)電容eq不同），導(dǎo)致d取值發(fā)生變化。依據(jù)圖18的計(jì)算方法，表2給出了50%負(fù)載條件時(shí)不同eq下Dh基本保持不變時(shí)d的取值范圍（其余電路參數(shù)保持不變）。可以發(fā)現(xiàn)，不同eq下，d=0.212r均落在取值范圍內(nèi)，即當(dāng)d=0.212r時(shí)，部分諧振COT控制可在不同開(kāi)關(guān)管寄生參數(shù)下有效地改善輸入電流THD與變換器效率之間的性能矛盾。

表2 不同eq下d取值

Tab.2 The value of td with different Ceq

3.2 部分諧振COT控制實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為驗(yàn)證部分諧振COT控制的有效性，本節(jié)所采用的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)以及實(shí)驗(yàn)參數(shù)與2.2節(jié)相同。且部分諧振同樣可由2.1節(jié)所述方法實(shí)現(xiàn)，則式（6）需修正為

圖19給出了400Hz、50%負(fù)載和100%負(fù)載下部分諧振COT控制的實(shí)驗(yàn)波形，其中，td=0.212Tr≈ 100ns。圖20進(jìn)一步給出了50%負(fù)載下電感電流的實(shí)驗(yàn)波形。開(kāi)關(guān)管在電感與開(kāi)關(guān)器件結(jié)電容諧振過(guò)程中開(kāi)通。

圖21和圖22給出了不同輸出功率下輸入電流THD、PF和效率對(duì)比。由圖可以發(fā)現(xiàn)，無(wú)諧振COT控制可大大改善輸入電流THD，然而由于開(kāi)關(guān)管硬開(kāi)通導(dǎo)致變換器損耗增加。部分諧振COT控制在一定程度上改善了輸入電流THD，同時(shí)變換器效率相比于無(wú)諧振COT控制時(shí)有所提升，可改善無(wú)諧振COT控制下輸入電流THD和效率的性能矛盾。

圖20 50%負(fù)載下電感電流實(shí)驗(yàn)波形

圖21 輸入電流THD和PF測(cè)量結(jié)果對(duì)比

圖22 效率對(duì)比

4 結(jié)論

BCM Boost PFC變換器軟開(kāi)關(guān)的實(shí)現(xiàn)得益于電感與開(kāi)關(guān)器件結(jié)電容之間的諧振，然而這將導(dǎo)致輸入電流在傳統(tǒng)COT控制下發(fā)生畸變。本文提出一種改進(jìn)COT控制方法，通過(guò)采用改進(jìn)ZCD電路實(shí)現(xiàn)電感電流過(guò)零信號(hào)的提前檢測(cè)，補(bǔ)償信號(hào)傳播延時(shí)的影響，減少甚至消除反向諧振過(guò)程，改善輸入電流THD的同時(shí)不增加控制的復(fù)雜度。本文首先分析了無(wú)諧振COT控制對(duì)輸入電流THD的改善作用，然而無(wú)諧振的實(shí)現(xiàn)將導(dǎo)致效率降低；為減小該性能矛盾，進(jìn)一步分析了部分諧振COT控制下不同諧振時(shí)間對(duì)輸入電流THD及效率的影響。結(jié)果表明，隨著諧振時(shí)間的增長(zhǎng)，輸入電流THD逐漸惡化而變換器效率增大。最后，本文搭建了一臺(tái)160W BCM Boost PFC變換器實(shí)驗(yàn)樣機(jī)對(duì)所提控制方法進(jìn)行了驗(yàn)證，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，無(wú)諧振COT控制在有效改善輸入電流THD的同時(shí)會(huì)降低效率；部分諧振COT控制可改善輸入電流THD與變換器效率之間的性能矛盾。

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Improved Constant On-Time Control of Boundary Conduction Mode Boost Power Factor Correction Converter

（Jiangsu Key Laboratory of New Energy Generation and Power Conversion Nanjing University of Aeronautics and Astronautics Nanjing 211106 China）

In order to obtain low input current total harmonic distortion (THD) of boundary conduction mode (BCM) Boost power factor correction (PFC) converter, an improved constant on-time (COT) control is proposed in this paper, and its influence on input current THD and efficiency is also analyzed. Furthermore, an improved zero-current-detection (ZCD) method is adopted to realize the early detection for ZCD signal. The influence of signal propagation delay is compensated, and the reverse resonance process is shortened or even eliminated, thereby improving the input current THD without increasing control complexity. Finally, an experimental prototype of a 160W BCM Boost PFC converter is established to verify the feasibility and effectiveness of improved COT control.

Constant on-time (COT) control, no resonance, zero-current-detection (ZCD), boundary conduction mode (BCM), power factor correction (PFC)

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.200787

TM461

周玉婷 女，1996年生，碩士研究生，研究方向?yàn)楦哳l功率變換技術(shù)、功率因數(shù)校正技術(shù)。E-mail: zyt0624@nuaa.du.cn（通信作者）

吳 羽 女，1995年生，博士研究生，研究方向?yàn)楦哳l功率變換技術(shù)、無(wú)線電能傳輸技術(shù)。E-mail: wuyu1995@nuaa.edu.cn

2020-07-03

2020-09-13

國(guó)家自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目（51777093）。

（編輯 陳 誠(chéng)）