低應力高電平開關電容逆變器及其調制策略

王要強 張亨泰 賴錦木 王克文 梁 軍

低應力高電平開關電容逆變器及其調制策略

王要強1,2張亨泰1,2賴錦木1,2王克文1,2梁 軍1,3

（1. 鄭州大學電氣工程學院 鄭州 450001 2. 河南省電力電子與電能系統工程技術研究中心 鄭州 450001 3. 卡迪夫大學 卡迪夫 CF243AA）

為了提高可再生能源發電系統中逆變器的升壓能力并改善輸出電能質量，該文提出一種低應力高電平開關電容逆變器。所提拓撲使用1個直流電源、3個電容和15個開關器件實現4倍電壓增益和十七電平交流電壓輸出。與其他拓撲相比，所提逆變器能以較少的開關器件產生更多的電平，有效地降低了逆變器的輸出諧波含量；無需后端H橋即可實現逆變過程，有效地降低了開關器件的電壓應力。此外，所提逆變器的電容電壓紋波小，且電容電壓自平衡的優點簡化了控制器的復雜度。該文詳細給出所提逆變器的拓撲結構、工作機理與調制策略，分析電容電壓紋波計算，并與其他類似拓撲結構進行對比，最后通過實驗證明了所提逆變器的可行性和理論分析的正確性。

多電平逆變器 開關電容 低應力 高輸出電平 電容電壓自平衡

0 引言

伴隨著經濟與社會的發展，環境和能源問題日漸突出。煤炭、石油等化石能源的開采和消耗是不可持續的，且會導致氣候變化、環境污染、生態破壞并可能危害人體健康。因而能夠化解以上問題的可再生能源被廣泛應用，世界各國對于可再生能源的需求也與日俱增[1]。可再生能源發電，如光伏發電等，成為日益重要的發電方式[2]。光伏電池組件產生的直流電需要通過逆變器為負載供電或接入交流電網，因此高性能的逆變器在光伏發電系統中至關重要[3]。

相較于二電平逆變器，多電平逆變器電磁干擾小，能夠在承受更高電壓的同時輸出更高質量的正弦波形[4]。傳統的多電平逆變器主要包括級聯H橋型、二極管鉗位型和飛跨電容型[5]。級聯H橋型多電平逆變器將各直流電源分別供電的H橋單元串聯，輸出多電平的交流電壓波形。二極管鉗位型多電平逆變器用二極管來隔斷直流電源；類似地，飛跨電容型逆變器用大電容來阻斷電壓[6]。但是傳統多電平逆變器使用了大量的直流電源、二極管和電容等器件，飛跨電容型與二極管鉗位型逆變器的直流電容還存在均壓問題[7]。此外，光伏發電單元的輸出電壓通常不能滿足并網要求，光照、溫度、陰影等因素可能導致最大功率點電壓降低[8]，而傳統的多電平逆變器并不具備升壓功能。為了解決上述問題，Z源、模塊化多電平和開關電容為代表的新型多電平逆變器正快速發展[9-11]。開關電容多電平逆變器通過開關的導通與關斷實現電容的串并聯與充放電，能夠以較少的器件輸出高電平，開關承受的電壓應力低且能夠實現電容電壓自平衡[12]。

文獻[13]提出的是一種典型的使用H橋的開關電容型多電平逆變器拓撲，它使用階梯形的升壓單元產生高電平，通過H橋控制輸出電平的正負。文獻[14]中的開關電容多電平逆變器拓撲直接將電源和電容放在H橋中然后串聯，通過改變電容數量調整輸出電平。該拓撲使用多個H橋以降低開關的電壓應力，調制也比較簡單；但是它需要使用輔助充電回路以降低尖峰電流。以上兩種拓撲可以使用直流電源為每個電容分別充電，不用考慮電容電壓平衡問題；但是使用了大量的器件，且在拓展模塊時新增加的電容電壓紋波較大，限制了輸出電平數量。文獻[15-17]提出了一系列X型開關電容多電平逆變器拓撲，其特點是將直流電源與電容的正負極交叉連接實現串聯與并聯，該類拓撲能夠使用較少器件輸出較多電平，并實現電容電壓自平衡；然而該類拓撲無法降低開關的電壓應力，也沒有帶感性負載的能力。文獻[18-19]提出的九電平開關電容逆變器使用直流電源和電容串聯為后級電容充電，具備電容電壓自平衡功能，實現了4倍電壓增益和帶感性負載能力，拓展時輸出電平數呈指數增長。然而，該拓撲雖然降低了總電壓應力，但它仍有兩個開關需要承受等于峰值輸出電壓的應力。文獻[20-21]提出的拓撲使用了多個直流電源以提高輸出電平，降低開關的電壓應力；在輸出較高的電平時，其使用的器件數更少。由于使用直流電源直接為單個電容充電，該拓撲也不需要考慮電容電壓平衡問題。但是這種拓撲對直流電源的數量和不同直流電源的輸出電壓有更多的要求，結構也更為復雜。

本文提出了一種低應力高電平開關電容逆變器。相比于現有拓撲，本文所提拓撲能夠使用更少的器件輸出更多電平、降低開關的電壓應力、具備電容電壓自平衡和帶感性負載能力。本文詳細介紹了所提開關電容多電平逆變器的拓撲結構、調制策略、電容電壓自平衡與紋波分析，通過與其他類似拓撲對比以突出該拓撲的優勢，最后通過實驗驗證了該逆變器的可行性和正確性。

1 逆變器拓撲結構與工作機理

1.1 拓撲結構

合適的電路設計可以使逆變器實現盡可能多的功能。本文所提的多電平逆變器的升壓單元結構如圖1所示，它使用一個直流電源為電容1和2充電；開關S3和S5同時導通和關斷，并與開關S4互補導通，實現電容1和2串聯與并聯的切換；開關S1和互補導通的開關對S2、S6實現直流電源與兩個電容間并聯和串聯的切換。通過控制充放電過程，該升壓單元可以實現兩個電容的狀態完全一致，解決了電容電壓平衡問題。需要指出的是，這里的直流源可以是輸出直流電壓的光伏組件或燃料電池等。

圖1 所提的升壓單元結構

在所提升壓單元結構的基礎上，進一步提出了低應力十七電平開關電容逆變器，如圖2所示。該逆變器拓撲旨在使用盡量少的器件實現盡可能高的輸出電平，提高其輸出電能質量[22]。所提逆變器拓撲使用5個開關S7～S11組成的“工”字形結構將升壓單元和電容3連接起來；使用開關S12、S13和S14、S15分別組成的兩個“半橋”代替H橋來轉換輸出電平的極性。這樣的設計既實現了升壓單元與電容3的并聯充電和串聯放電，又降低了開關的電壓應力。

本文所提的逆變器拓撲包含了1個直流電源、3個電容和15個開關（14個帶反向二極管的開關器件（如MOSFET）和1個不帶反向二極管的開關器件）。該拓撲能夠通過升壓單元與電容3的串聯放電實現最高十七電平的輸出階梯波，具有4倍電壓增益。升壓單元中所有開關承受的最大電壓應力均等于直流源的電壓值，“工”字形結構與兩個“半橋”中的開關承受的最大電壓應力均為2。所有開關承受的總電壓應力為22.5。

圖2 所提的十七電平開關電容逆變器

1.2 工作機理

圖3給出了輸出0電平和正電平時逆變器在不同工作狀態下的運行狀態。符號“+”與“-”代表接入負載的正、負極，逆變器輸出電壓用表示；實線代表放電回路；虛線代表續流回路，箭頭則代表其方向。

工作狀態1，如圖3a所示：升壓單元中開關S4導通，電容1和2串聯；開關S1和S6導通，直流電源與電容并聯，為電容充電。“工”字形開關結構中開關S9和S10導通，升壓單元單獨放電；輸出端中開關S13和S15導通，逆變器輸出電壓=0。

工作狀態2，如圖3b所示：升壓單元中開關S3和S5導通，電容1和2并聯；開關S6導通，直流電源與電容不連接。“工”字形開關結構中開關S9和S10導通，升壓單元單獨放電；輸出端中開關S12和S15導通，逆變器輸出電壓=0.5。

圖3 所提拓撲在正半周期運行時的工作狀態

工作狀態3，如圖3c所示：升壓單元中開關S4導通，電容1和2串聯；開關S1和S6導通，直流電源與電容并聯，為電容充電。開關結構中開關S9和S10導通，升壓單元單獨放電；輸出端中開關S12和S15導通，逆變器輸出電壓=。

工作狀態4，如圖3d所示：升壓單元中開關S3和S5導通，電容1和2并聯；開關S2導通，直流電源與電容串聯放電。開關S9和S10導通，升壓單元單獨放電；開關S12和S15導通，輸出電壓=1.5。

工作狀態5，如圖3e所示：升壓單元中開關S4導通，電容1和2串聯；開關S2導通，直流電源與電容串聯。開關S7、S8、S9和S10共同導通，升壓單元為電容3充電；開關S12和S15導通，輸出電壓=2。

工作狀態6，如圖3f所示：升壓單元中開關S3和S5導通，電容1和2并聯；開關S6導通，直流電源與兩個電容不連接。開關S8、S9和S11導通，升壓單元與電容3串聯放電；開關S12和S15導通，輸出電壓=2.5。

工作狀態7，如圖3g所示：升壓單元中開關S4導通，電容1和2串聯；開關S1和S6導通，直流電源與電容并聯，為電容充電。開關S8、S9和S11導通，升壓單元與電容3串聯放電；開關S12和S15導通，輸出電壓=3。

工作狀態8，如圖3h所示：升壓單元中開關S3和S5導通，電容1和2并聯；開關S2導通，直流電源與電容串聯。開關S8、S9和S11導通，升壓單元與電容3串聯放電；開關S12和S15導通，輸出電壓=3.5。

工作狀態9，如圖3i所示：升壓單元中開關S4導通，電容1和2串聯；開關S2導通，直流電源與電容串聯。開關S8、S9和S11導通，升壓單元與電容3串聯放電；開關S12和S15導通，輸出電壓=4。

從拓撲各個工作狀態的導通回路可以看出，續流回路通過了電源、電容以及開關的反向并聯二極管，與正向電流流通路徑完全相同。各個工作狀態均具備相應的續流回路，表明該逆變器具備帶感性負載的能力。

表1 所提拓撲中開關和電容在正半周期運行時的工作狀態

Tab.1 Operating states of switches and capacitors for the proposed inverter in positive half cycle

1.3 拓展方式

本文所提的逆變器可以通過級聯拓展方式實現更高的輸出電平。該方式以整個逆變器拓撲為基本單元，將不同單元首尾串聯起來。級聯拓展方式操作簡便并能夠保持開關應力不變，還可以使用不對稱電源獲得更高的輸出電平。但是，它的缺點是需要使用多個直流電源。

為了最大程度上簡化結構，本文提出了一種模塊化拓展方式，通過增加可拓展模塊來提高輸出電平。所提拓撲的模塊化拓展方式如圖4所示，升壓單元同時為所有可拓展模塊充電，各模塊與升壓單元串聯放電以增加輸出電平。在模塊化拓展結構中，每增加一個模塊，將增加8個輸出電平。輸出電平數與模塊數的關系為

式中，N為輸出電平數；m為模塊數。這種拓展方式不僅可以保持級聯拓展方式的優點，而且只需要一個直流電源。此外，相鄰模塊中的電容可以并聯放電，進一步降低了電容的電壓紋波。

2 調制策略

用于開關電容多電平逆變器的脈寬調制（Pulse Width Modulation, PWM）方法主要有載波調制PWM控制法、消除特定諧波PWM控制法和空間矢量PWM控制法[23]。其中，空間矢量法適用于較低輸出電平的逆變器，而消除特定諧波法的計算過程過于復雜[24]。本文采用實現簡單且消除諧波效果好的載波同相層疊PWM控制法對提出的拓撲進行調制，其原理波形如圖5所示。

在載波同相層疊PWM控制技術中，首先將多個相同頻率、相位和幅值的三角載波在橫軸上下連續層疊后與正弦調制波比較；再用正弦波瞬時值大于三角波的部分產生輸出電壓的PWM脈沖，小于三角波的部分產生零脈沖；然后將得到的原始脈沖波形通過邏輯組合得到開關的控制信號波形，使該控制信號能夠驅動開關實現逆變器的不同工作狀態，最終逆變器輸出理想的目標波形。提出的逆變器拓撲輸出電平數較多，通過正半周期的8路PWM波形來描述調制策略的原理，且能夠對應第1節拓撲在正半周期的狀態變化。如圖5a所示，8路幅值為c、頻率為c的三角載波在橫軸上方連續層疊。幅值為、頻率為的正弦調制波與三角載波比較后得到圖5b中的8路原始PWM脈沖波形，從上至下依次為1～8。調制策略中的調制比由調制波幅值和載波幅值確定，即

圖5 載波同相層疊PWM控制法的原理波形

在設計的調制方案中，調制比為0.9。調制波與載波的比較結果1～8在各個時間段內根據設定的邏輯關系組合成圖5c中各開關的控制信號波形。其中，高電平代表開通；低電平代表關斷。各開關的控制信號能夠驅動開關實現表1中的狀態變化。在正半周期內，表1中，各開關與8路原始PWM脈沖波形的邏輯關系如下

利用該邏輯關系和原始PWM脈沖波形即可得到正半周期內開關的控制信號波形。需要指出的是，需要整個周期的波形驅動開關才可以得到逆變器的目標輸出波形。

3 電容電壓分析與紋波計算

3.1 電容電壓自平衡

電容電壓自平衡是開關電容多電平逆變器正常工作的前提，也是其相較于鉗位型多電平逆變器的一大優點。共同充電的電容如果電壓不能平衡會導致電壓偏移，無法得到目標輸出波形，甚至造成器件的損壞。本文所提逆變器的升壓單元中電容1、2的所有狀態完全一致，充分發揮了電容電壓自平衡的優點。

由表1可知，在升壓單元中，兩個電容1、2的工作狀態完全一致。逆變器的輸出電壓為0、和3時，電容1、2串聯后共同充電；為0.5、1.5、2.5和3.5時，兩電容并聯后共同放電；為2和4時，兩電容串聯后共同放電。可以看出，電容1、2沒有閑置狀態。電容3單獨充放電，不用考慮電容電壓自平衡問題。輸出電壓為0、0.5、和1.5時，電容3處于閑置狀態；為2時，3與升壓單元并聯充電；為2.5、3、3.5和4時，3與升壓單元串聯放電。

3.2 電容的額定電壓與紋波計算

式中，o為逆變器負載側的電流幅值；為負載電流的頻率；為帶感性負載時輸出電壓與負載電流的相位差。

Emission of Air Pollutants from Large Shipyards in Shanghai: Situation and Strategy……………XU Yong, LI Tie(2·10)

可以看出，影響電容電壓紋波的因素有負載電流、連續放電時間和電容值。隨著電容值的增加，電容的電壓紋波不斷減小。可以通過設計逆變器拓撲的充放電狀態來控制連續放電時間，以及增加電容的容值來降低電容電壓紋波。

為了控制電壓紋波對逆變器拓撲造成的不良影響，一般限制電壓紋波不能超過電容額定電壓的10%。由于拓撲中電容的容值和額定電壓均是可設計的，U為電容的額定電壓，則可以得到容值和額定電壓應滿足的條件為

根據PWM原理，對正半周期的電容紋波進行分析。由調制比定義式可得載波幅值為

如圖5a所示，逆變器輸出電壓的瞬時值從0到0.5對應的時間段為0～1，則

同理可得，=1, 2,…, 7時

=8, 9,…, 15時

由表1和圖5d可得，電容1、2的最長連續放電時間段為2～5和6～9，放電量分別為

在一個工頻周期內，電容1、2放電量一致，實現電容電壓自平衡。電容3在時間段4～11內連續放電，放電量為

對比式（20）和式（18）、式（19）可知，在半個周期內，電容3的電荷變化量大于1、2，因此，電容3的電壓紋波將大于1、2。

4 拓撲對比與分析

為了驗證所提拓撲的優勢，將其與已有的經典拓撲和最新的先進拓撲進行比較。為了使比較結果更明顯與準確，所有拓撲均不使用級聯拓展結構，而是使用只包含一個直流電源的拓展結構。表2給出了八種十七電平開關電容逆變器與所提出逆變器的參數對比，參數包括各逆變器使用的電容數、開關器件數（包括二極管）、開關的最大電壓應力（Peak Inverse Voltage, PIV）、所有開關與二極管的總電壓應力（Total Standing Voltage, TSV）。

表2 八種十七電平開關電容逆變器對比

Tab.2 Comparison of several seventeen-level inverter

文獻[25-26]提出的逆變器拓撲使用的是典型的H橋和開關電容組成的階梯型升壓單元。這類拓撲出現較早，優點是結構簡單、易于拓展。雖然它使用的開關數較少，但總器件數較高；另一方面，使用H橋的拓撲其開關器件的電壓應力都非常大。文獻[14]中的拓撲使用了電容和開關組成的模塊化結構。文獻[27]中的拓撲則是將模塊化結構和直流電源串聯起來，以提高輸出電壓水平。這兩種拓撲采用大量的電容和開關器件以實現最低的開關電壓應力，其數值等于直流電源的電壓。文獻[18]中的拓撲使用直流電源與一個電容串聯分別為另外兩個電容充電，實現了升壓能力，也降低了電容和開關數。但是它在開關電壓應力和總電壓應力上的表現依然不夠理想。文獻[28]所提拓撲使用前級電容與電源串聯為后級電容充電，極大地降低了器件數量，但是電壓應力依然很大。文獻[29]中的拓撲則是通過一個雙向開關將低壓單元和高壓單元連接起來，利用單個直流電源為兩個開關電容單元同時充電以實現更高的輸出電平，也能夠較多地降低器件數量。該拓撲各項參數較為均衡。

從表2可以明顯地看出，輸出相同數量的電平時，所提拓撲使用的電容和開關器件數量遠少于其他拓撲，所提拓撲的總電壓應力遠低于其他拓撲。至于電壓應力，提出拓撲的最高電壓應力僅高于文獻[14, 27]所提拓撲。根據以上分析可得，本文提出的拓撲能夠充分利用較少的器件，實現更多的輸出電平并顯著降低開關的電壓應力。該拓撲特點鮮明、性能均衡，具有顯著的經濟性和廣泛的適用性。

5 仿真與實驗驗證

5.1 仿真模型與結果分析

根據所提逆變器在實際工作中并網運行的需要，基于Matlab/Simulink平臺搭建該逆變器及其控制系統的仿真模型，閉環控制系統結構如圖6所示。該系統通過控制并網電流g跟蹤指令值*以實現逆變器輸出功率的變化。控制并網電流g的方式是保持其相位與電網電壓g一致而幅值跟蹤給定值m。系統通過鎖相環（Phase-Locked Loop, PLL）獲取電網電壓g的相位，使其與給定的電流幅值m組成指令值*。將指令值*與并網電流g比較后得到的誤差信號送入準比例諧振（Quasi Proportional Resonant, QPR）控制器，控制器的傳遞函數[30]為

在仿真系統中，設計的濾波電感為5mH；帶寬角頻率c=0.2p，諧振角頻率0=100p；比例增益系數p=50，諧振增益系數r=5 000。當并網電壓有效值為110V，直流輸入電壓幅值為50V，輸出頻率為50Hz時，逆變器輸出功率從250W變化到500W，并網電流跳變的仿真波形如圖7a所示。當并網電壓有效值為220V，輸入電壓幅值為100V時，逆變器輸出功率從500W變化到1kW，仿真波形如圖7b所示。從兩組結果中可以看出，在時間=100ms時，并網電流迅速升高到目標值且無沖擊電流。該仿真表明，并網電流能夠迅速反應并穩定，證明了系統具有理想的穩態和動態性能。

圖7 并網電壓與逆變器輸出電流波形

5.2 穩態實驗與結果分析

為了驗證所提逆變器功能的可行性，搭建了一臺小功率實驗樣機對逆變器的穩態和動態性能進行實驗。實驗所用器件及其參數見表3。根據式（13）、式（16）～式（20）可以得到電容的計算值；考慮到留有一定的裕度，減小電容紋波，選擇了2 200mF的電容設計值。

逆變器帶阻性負載時，負載電流波形為階梯波，與輸出電壓波形保持一致；逆變器帶阻感性負載時，負載電流波形則為正弦波。圖8給出了在直流輸入電壓為20V，阻感負載為100W、40mH的條件下，逆變器的交流輸出電壓與負載電流波形。圖8中，輸出電壓的峰值為80V，逆變器實現了4倍電壓增益；逆變器在穩定運行時能夠輸出標準的十七電平階梯電壓波形，其負載電流波形表現為平滑的正弦曲線。而且，負載電流波形滯后于輸出電壓波形，證明了該拓撲帶感性負載的能力。

表3 實驗參數

Tab.3 Experimental parameters

圖8 逆變器輸出電壓與負載電流波形

穩態下逆變器電容電壓波形如圖9所示。電路穩定后，電容1、2的電壓曲線基本一致，且電壓紋波較小，證明了本文所提的逆變器拓撲具備電容電壓自平衡的特性；電容3的電壓波動范圍較電容1、2更大，與理論分析一致；此外，電容1、2和3的電壓能夠穩定在設定的電壓值附近。

圖9 穩態下電容電壓波形

5.3 動態實驗與結果分析

在輸入電壓為20V，載波頻率為2 000Hz，輸出頻率為50Hz，負載電阻為100W的條件下，使用樣機對逆變器調制比、輸出頻率、負載和輸入電壓四個方面的動態性能進行了實驗驗證。

圖10為調制比改變時逆變器輸出電壓以及負載電流的波形。逆變器的調制比從0.9切換到0.5再切換到0.9時，逆變器輸出電平數從十七電平變成九電平再變回十七電平。實驗結果表明，在調制比變化時，本文所提逆變器能夠迅速切換到目標狀態并保持穩定。

圖10 調制比變化實驗的動態波形

圖11給出了輸出頻率改變時逆變器的輸出電壓以及負載電流的波形。輸出頻率從50Hz變為100Hz再變為50Hz時，逆變器重新迅速穩定在新的工作狀態。該實驗表明，逆變器具備較大輸出頻率范圍內的工作能力，響應迅速、穩定性好。

圖11 輸出頻率變化實驗的動態波形

圖12為逆變器在負載變化時的輸出電壓以及負載電流波形。從圖中可以看出：在負載從0變化到100W再變化到0時，逆變器輸出電壓保持不變；逆變器負載電流隨著負載的變化先增大后減小。該實驗表明，在負載變化時，逆變器的輸出電壓能夠保持穩定，具有良好的適應負載突變的能力。

圖12 負載變化實驗的動態波形

圖13給出了逆變器在直流輸入電壓從20V變化到15V再變化到20V時的輸出電壓和負載電流波形。從圖中可以看出，直流輸入電壓從20V變化到15V再變化到20V時，逆變器輸出電壓相應地從80V變化到60V再變化到80V。在輸入電壓變化時，逆變器的輸出能夠迅速切換，且在變化時和穩定后保持了較高的電能質量。

圖13 輸入電壓變化實驗的動態波形

從以上四個動態性能實驗可知，逆變器對于輸入電壓變化、負載變化、輸出頻率變化和調制比變化響應迅速，在應對不同的工作狀況時具有良好的動態性能。

6 結論

為了提高開關電容多電平逆變器的性能，本文提出了一種低應力高電平開關電容逆變器拓撲。從所提逆變器的拓撲結構、工作機理、調制策略、電容電壓自平衡和電壓紋波計算等多方面做了理論分析，并進行了樣機實驗，得出以下結論：

1）所提的逆變器拓撲能夠使用1個直流電源、3個電容和15個開關輸出十七電平的階梯電壓波形，具有開關電壓應力低、電容紋波小的優點，且能夠根據需要對拓撲進行拓展。

2）樣機實驗表明，所提拓撲具有電容電壓自平衡、帶感性負載的能力以及優良的動態穩定性。

3）與已有拓撲對比，本文所提拓撲在器件數、開關電壓應力等方面具有明顯的優勢，在可再生能源發電領域中具有獨特的性能優勢和應用前景。

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Topology and Modulation Strategy for Switched Capacitor Inverter with Low Voltage Stress and High Level

1,21,21,21,21,3

（1. School of Electrical Engineering Zhengzhou University Zhengzhou 450001 China 2. Henan Engineering Research Center of Power Electronics and Energy Systems Zhengzhou 450001 China 3. Cardiff University Cardiff CF243AA U.K.）

In order to improve the boost capability and output power quality of inverters in the renewable energy power generation system, this paper proposed a switched capacitor inverter with low voltage stress and high-level characteristics. The proposed topology has one input DC source, three capacitors and fifteen switching devices, which can achieve four times voltage gain and seventeen-level output waveform. Compared with other topologies, the performance of the proposed inverter can generate more output levels with fewer switching devices, reducing the voltage stress of switching devices and the harmonic content of inverter output voltage. Moreover, the inversion process can be realized without a back-end H-bridge, and the voltage stress of switches is reduced effectively. In addition, the proposed inverter has small voltage ripple, and the capacitor voltage self-balancing performance simplifies the complexity of the controller. The paper introduces the topology, working principle, and modulation strategy of the proposed inverter in detail, and analyzes the calculation of voltage ripples. The proposed inverter shows excellent performance compared to various switched capacitor topologies. Finally, the feasibility of the proposed inverter and the correctness of the theoretical analysis are verified by the experimental results.

Multilevel inverter, switched capacitor, low voltage stress, high output level, capacitors voltage self-balancing

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.210241

TM464

王要強 男，1982年生，博士，副教授，主要研究方向為電力電子變換、可再生能源發電、柔性交直流輸配電、電機驅動控制等。E-mail: WangyqEE@163.com

賴錦木 男，1990年生，博士，講師，主要研究方向為電力電子變換與控制技術及其在交直流靈活配電等方面的應用。E-mail: laijinmu@126.com（通信作者）

2020-03-01

2020-04-25

國家自然科學基金項目（51507155）和河南省高等學校青年骨干教師項目（2019GGJS011）資助。

（編輯 陳 誠）