一種可變結(jié)構(gòu)型高效寬增益多諧振軟開關(guān)直流變換器

陳夢穎 王議鋒 陳 慶 楊 良 韓富強(qiáng)

一種可變結(jié)構(gòu)型高效寬增益多諧振軟開關(guān)直流變換器

陳夢穎1王議鋒1陳 慶2楊 良3韓富強(qiáng)4

（1. 天津大學(xué)電氣自動化與信息工程學(xué)院 天津 300072 2. 國網(wǎng)江蘇省電力有限公司 南京 211000 3. 國家電網(wǎng)公司國家電力調(diào)度控制中心 北京 100031 4. 國網(wǎng)南京供電公司 南京 210019）

該文提出一種可變結(jié)構(gòu)的多諧振軟開關(guān)直流變換器。此變換器采用雙變壓器結(jié)構(gòu)，運(yùn)用兩個互補(bǔ)導(dǎo)通的輔助開關(guān)管進(jìn)行變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的轉(zhuǎn)換。相互變換的工作模態(tài)有三種，能夠滿足不同工況對高電壓增益或高變換效率的要求。此外，該文通過合理設(shè)置諧振頻率和增益點(diǎn)的方式對變換器的諧振參數(shù)進(jìn)行設(shè)計(jì)。隨后，針對額定條件下變換器同時(shí)傳遞基波和3次諧波能量的工況，構(gòu)建同時(shí)考慮基波和3次諧波的損耗模型，對變換器的損耗分布進(jìn)行詳細(xì)估算。最后，為驗(yàn)證理論分析的可靠性，基于一臺實(shí)驗(yàn)樣機(jī)對所述變換器進(jìn)行功率實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，在輸入電壓80～600V變化范圍內(nèi)，輸出電壓始終穩(wěn)定在400V，在獲得較寬電壓增益范圍的同時(shí)實(shí)現(xiàn)了全增益范圍內(nèi)的高效率變換，變換器最高效率達(dá)97.6%。

變拓?fù)浣Y(jié)構(gòu) 多諧振 直流變換器 軟開關(guān) 損耗分析

0 引言

小型風(fēng)力發(fā)電是新能源發(fā)電的重要形式，具有能源可再生、清潔無污染的優(yōu)點(diǎn)[1-3]。根據(jù)并網(wǎng)形式，小型風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)可分為離網(wǎng)型和并網(wǎng)型。離網(wǎng)型風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)可將獲得的能量經(jīng)電力電子裝置直接供給負(fù)載或儲能單元，結(jié)構(gòu)簡單、供電可靠性強(qiáng)，但其供電形式單一，不具廣泛適用性；相較之下，并網(wǎng)型風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)能夠?qū)⒉东@的能量經(jīng)電力電子變換裝置輸送入電網(wǎng)，供多種形式負(fù)載使用，有效地拓寬了應(yīng)用范圍。典型的小型并網(wǎng)型風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)由整流器、直流變換器和逆變器組成，詳細(xì)結(jié)構(gòu)如圖1所示。但大部分風(fēng)場具有風(fēng)速小、風(fēng)速波動大、系統(tǒng)收集能量較少的特點(diǎn)，使得前級整流器輸出電壓難以滿足后級逆變器并網(wǎng)要求。因此，研究具有較高升壓能力的中間級直流變換器具有重要 意義。

圖1 并網(wǎng)型風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

圖1中，采用升壓型直流變換器，主要用于將直流輸出側(cè)電壓變換為后級逆變器輸入側(cè)所需電壓等級，是風(fēng)力發(fā)電單元中的重要一環(huán)。根據(jù)是否提供電氣隔離，直流變換器可分為非隔離型和隔離型，后者在安全性上更具優(yōu)勢，但效率問題卻是限制其應(yīng)用的一大瓶頸。

在隔離型變換器中，諧振型直流變換器不僅能夠提高系統(tǒng)的安全性，還具有易高頻化、低電磁干擾、高效率變換等優(yōu)點(diǎn)，是一種較為理想的直流變換器。該變換器根據(jù)諧振元件的數(shù)量、結(jié)構(gòu)不同，可表現(xiàn)出不同的變換效果。

相較于傳統(tǒng)兩元件LC結(jié)構(gòu)，LLC諧振直流變換器克服了輕載下電壓范圍難以調(diào)節(jié)及效率低下的問題。此外，其能夠在全負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)零電壓開通（Zero Voltage Switching, ZVS），具有結(jié)構(gòu)簡單、成本低廉等優(yōu)點(diǎn)，受到了相關(guān)學(xué)者的廣泛關(guān)注[4-10]。文獻(xiàn)[11]提出了一種基于LLC結(jié)構(gòu)的峰值增益配置的優(yōu)化設(shè)計(jì)方法，減少諧振電容的同時(shí)采用搜尋法進(jìn)行參數(shù)優(yōu)化設(shè)計(jì)，在滿足變換器電壓增益前提下，使變換器導(dǎo)通損耗最小化。文獻(xiàn)[12]研究了一種復(fù)合式全橋三電平LLC諧振變換器。該變換器集合了復(fù)合式全橋三電平（Hybrid full Bridge Three-Level, FBTL）變換器和LLC諧振變換器的優(yōu)點(diǎn)，降低了開關(guān)管及二極管的電壓應(yīng)力，在全負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)ZVS，適合于寬輸入電壓范圍的應(yīng)用場合。但是，受傳統(tǒng)LLC自身結(jié)構(gòu)的固有限制，電壓范圍和變換效率間仍然存在較大矛盾。

多諧振軟開關(guān)直流變換器因含有多個諧振點(diǎn)而擁有多種諧振特性，在不同頻段可滿足不同變換需求。因其諧振元件種類、數(shù)量、連接方式的不同，衍生拓?fù)浔姸唷８鶕?jù)諧振元件的數(shù)量，多諧振軟開關(guān)直流變換器可分為四元件結(jié)構(gòu)、五元件結(jié)構(gòu)、雙變壓器結(jié)構(gòu)和拓?fù)渥儞Q結(jié)構(gòu)。文獻(xiàn)[13]研究了四元件CLCL諧振直流變換器，在全負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)了ZVS和準(zhǔn)零電流關(guān)斷（Zero Current Switching, ZCS），降低了功率損耗，提高了變換效率。文獻(xiàn)[14]提出了一種五元件LLC-LC結(jié)構(gòu)的變換器，基于LLC結(jié)構(gòu)，在變壓器二次側(cè)增加了陷波濾波器，實(shí)現(xiàn)了電壓增益從零可調(diào)的范圍，有效地解決了起動和過電流保護(hù)的問題。文獻(xiàn)[15]研究了一種雙變壓器結(jié)構(gòu)的多諧振直流變換器，在CLCL拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)上引入了高頻變壓器，實(shí)現(xiàn)了開關(guān)管和整流管的ZVS和準(zhǔn)ZCS，將導(dǎo)通損耗最小化，提升效率。雖然上述結(jié)構(gòu)都在提高電壓增益和效率、縮小頻率范圍等方面做了詳盡的研究，但由于電路形式固定、靈活性有限，電壓增益范圍有待進(jìn)一步拓寬。

在可變結(jié)構(gòu)型多諧振直流變換器的諧振腔中增加了功率開關(guān)器件，可通過控制功率開關(guān)器件的通斷改變拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，經(jīng)過合理的參數(shù)設(shè)計(jì)使變換器滿足不同工況的應(yīng)用需求。文獻(xiàn)[16]提出了一種集成全橋變換器和半橋變換器的可變結(jié)構(gòu)型直流變換器。其降低了續(xù)流狀態(tài)下的傳導(dǎo)損耗，改善了傳統(tǒng)全橋變換器ZVS范圍窄的缺點(diǎn)。文獻(xiàn)[17]研究了一種雙變壓器諧振變換器拓?fù)渥儞Q結(jié)構(gòu)。此拓?fù)鋺?yīng)用條件自適應(yīng)地改變諧振模式，實(shí)現(xiàn)了一次側(cè)開關(guān)ZVS及兩個諧振模式的二次側(cè)二極管ZCS，在額定點(diǎn)處實(shí)現(xiàn)了環(huán)流能量最小化。上述拓?fù)涓倪M(jìn)變換方案在提高效率及拓寬增益范圍方面有極大改善，但尋找寬增益、高效率、窄頻段的優(yōu)化結(jié)合方面仍是諧振型直流變換器的研究熱點(diǎn)，且具有較大的研究價(jià)值。

本文提出了一種可變結(jié)構(gòu)型多諧振軟開關(guān)直流變換器，基于雙變壓器結(jié)構(gòu)，通過控制輔助開關(guān)管的通斷來靈活調(diào)整諧振腔電路結(jié)構(gòu)，使得電路可適應(yīng)多種工況。為滿足應(yīng)用需求，所述拓?fù)湓谳斎腚妷狠^低時(shí)，可獲得相對較高的電壓增益，拓寬了電壓范圍，進(jìn)而維持輸出電壓400V穩(wěn)定的運(yùn)行性能；在額定點(diǎn)時(shí)，變換器能同時(shí)傳遞1次和3次諧波，減小環(huán)流，降低了導(dǎo)通損耗；在輸入電壓較高時(shí)可工作在降壓模式，理論上可提供從零可調(diào)的電壓增益。因此變換器擁有升壓、降壓兩種工況，在較窄的頻率范圍內(nèi)可實(shí)現(xiàn)0.66～5倍的寬電壓增益范圍。最后，本文基于一臺實(shí)驗(yàn)樣機(jī)驗(yàn)證了理論分析的可靠性，最高效率達(dá)97.6%。

1 變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和工作原理

1.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖2給出了可變結(jié)構(gòu)型多諧振軟開關(guān)直流變換器結(jié)構(gòu)，整體上分為三個模塊：左側(cè)逆變模塊由4個MOSFET管Q1～Q4組成，主要將給定的直流輸入電壓變?yōu)榉讲ㄐ问健Ｖ虚g的諧振腔單元包含兩對電感、電容元件和兩個變壓器，其中，諧振元件s1、s1串聯(lián)，p2和p2并聯(lián)接入電路；變壓器Tx2二次側(cè)則連接由兩個相對串聯(lián)的MOSFET組成的輔助開關(guān)管Qa和Qb，通過控制開關(guān)管的通斷可實(shí)現(xiàn)諧振腔結(jié)構(gòu)的轉(zhuǎn)換，進(jìn)而滿足不同模態(tài)的應(yīng)用需求。諧振腔模塊的主要作用是濾除方波信號的高次諧波，保留基波交流信號。右側(cè)4個二極管VD1～VD4構(gòu)成了整流模塊，負(fù)責(zé)將交流電變換為直流電供負(fù)載使用。

本文所述可變結(jié)構(gòu)型變換器變換結(jié)構(gòu)主要分為CLTCL模式和LCLCL模式。CLTCL模式時(shí)，諧振腔內(nèi)Qa關(guān)斷、Qb導(dǎo)通，變壓器Tx2完整地參與變換工作，此時(shí)兩個變壓器串聯(lián)共同向負(fù)載輸送能量；LCLCL模式時(shí)，Qa導(dǎo)通、Qb關(guān)斷，變壓器Tx2二次側(cè)未接入電路，可將一次側(cè)的漏感k2并入p2，然后再與勵磁電感m2相串聯(lián)等效為一個電感元件eq2，此模式只有變壓器Tx1完成能量傳輸?shù)娜蝿?wù)。

圖2 可變結(jié)構(gòu)型多諧振軟開關(guān)直流變換器結(jié)構(gòu)

1.2 CLTCL特性分析

圖3給出了CLTCL型多諧振軟開關(guān)直流變換器結(jié)構(gòu)。諧振腔中兩個高頻變壓器相串聯(lián)共同傳遞能量。此變換器共含3個諧振點(diǎn)C1、C2和C3，C2為諧振零點(diǎn)。C2處電壓增益恒為0，且不隨負(fù)載變化而變化。諧振零點(diǎn)的引入理論上實(shí)現(xiàn)了電壓增益從零可調(diào)的較寬范圍，同時(shí)還使電路具有了過電流保護(hù)功能，為電路的良好運(yùn)行提供一定保障。此外，兩個變壓器的漏感分別并入諧振電感s1和p2中，參與諧振變換過程，充分利用了變壓器固有寄生參數(shù)，削弱了其給電路造成的不利影響。

圖3 CLTCL型多諧振軟開關(guān)直流變換器結(jié)構(gòu)

本文利用基波等效分析法對CLTCL電路進(jìn)行了建模分析，應(yīng)用基爾霍夫電壓、電流定律（KVL、KCL）列寫方程，并對所列方程組進(jìn)行簡化求解，最終獲得了CLTCL拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的電壓增益gainFC為

其中

式中，ReC、ImC分別為電壓增益gainFC分母的實(shí)部、虛部；s1、s1分別為變換器串聯(lián)諧振電容和電感；p2、p2分別為變換器并聯(lián)諧振電容和電感；m1和1分別為變壓器Tx1的勵磁電感及匝比；m1、m2和1、2分別為變壓器Tx1、Tx2的勵磁電感和匝比；s為開關(guān)操作頻率s的角頻率，s=2ps；eq為負(fù)載電阻；w、w和w均為中間變量。因文章篇幅有限，詳細(xì)推導(dǎo)過程不再贅述。

根據(jù)式（1）～式（3），令gainFC虛部ImC=0，可推導(dǎo)出C1和C3的表達(dá)式分別為

令中間變量w=0，可解得C2的表達(dá)式。基于式（4）～式（6）可繪出電壓增益曲線。通過合理設(shè)計(jì)參數(shù)，變換器諧振腔的輸入阻抗角接近于零，實(shí)現(xiàn)了電路中逆變單元開關(guān)管和整流單元二極管開關(guān)過程的軟開關(guān)或準(zhǔn)軟開關(guān)性能，使變換器開通損耗最小化。

1.3 LCLCL特性分析

圖4為LCLCL型多諧振軟開關(guān)直流變換器結(jié)構(gòu)。諧振腔單元為五元件多諧振結(jié)構(gòu)，包括兩對電感、電容及一個高頻變壓器。此變換器同樣包含3個諧振點(diǎn)L1、L2和L3。其中，L2是諧振零點(diǎn)，由p2和p2并聯(lián)結(jié)構(gòu)引入，其對應(yīng)的電壓增益獨(dú)立于負(fù)載，恒保持0。類比CLTCL建模方法，利用基波等效法對電路列寫KVL、KCL方程，通過求解方程組獲得了LCLCL電路電壓增益gainFL為

圖4 LCLCL型多諧振軟開關(guān)直流變換器結(jié)構(gòu)

其中

式中，ReL、ImL分別為電壓增益gainFL分母的實(shí)部、虛部。基于式（7）、式（8），令gainFL的虛部ImL=0，可解得LCLCL拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)諧振頻率L1、L3，L2為諧振腔中p2、eq2并聯(lián)引入的諧振零點(diǎn)，L1～L3的表達(dá)式分別為

其中

式中，eq2為電感p2和Tx2勵磁電感m2串聯(lián)構(gòu)成的等效電感，eq2=p2+m2。

根據(jù)式（9）～式（12）可描繪其電壓增益曲線。通過合理配置L1和L3的關(guān)系，變換器能同時(shí)傳遞1次、2次諧波，3次諧波傳遞有功功率可減小諧振腔內(nèi)環(huán)流能量，降低導(dǎo)通損耗，有助于提高變換器效率。

1.4 變換器工作模式

基于上述對CLTCL和LCLCL拓?fù)涞拿枋龇治觯疚母鶕?jù)兩種拓?fù)漕愋偷南嗤c(diǎn)，合理控制輔助開關(guān)管的通斷，實(shí)現(xiàn)了可變結(jié)構(gòu)的多諧振軟開關(guān)直流變換器在兩種拓?fù)溟g的靈活轉(zhuǎn)換，可變結(jié)構(gòu)型多諧振直流變換器工作模態(tài)如圖5所示。根據(jù)控制方式的不同，所述變換器有三種工作模態(tài)。

模態(tài)1：此模態(tài)下逆變單元采用全橋逆變電路，輔助開關(guān)管Qa恒關(guān)斷，Qb恒導(dǎo)通，構(gòu)成了全橋CLTCL（Full Bridge-CLTCL, FB-CLTCL）模態(tài)。兩個高頻變壓器Tx1與Tx2相串聯(lián)共同向諧振腔輸出側(cè)傳遞能量。合理進(jìn)行參數(shù)設(shè)計(jì)，使得此模態(tài)電壓增益最高點(diǎn)gainFC(C1)為整個諧振變換器的電壓增益最大值處。當(dāng)控制頻率在電壓增益最大值附近時(shí)，可實(shí)現(xiàn)較窄調(diào)頻范圍內(nèi)寬電壓增益可調(diào)的良好性能。

模態(tài)2：逆變單元工作模式采用全橋逆變狀態(tài)，輔助開關(guān)管Qa恒導(dǎo)通，Qb恒關(guān)斷，電路進(jìn)入全橋LCLCL（FB-LCLCL）模態(tài)。此模態(tài)下變壓器Tx2二次側(cè)不參與變換工作，其漏感k2并入p2，與勵磁電感m2相串聯(lián)等效為一個電感元件eq2，進(jìn)而與電容p2構(gòu)成并聯(lián)結(jié)構(gòu)。通過合理配置L1和L3的比例關(guān)系，此模態(tài)下3次諧波也能傳遞有功功率，充分利用3次諧波能量的同時(shí)減小了環(huán)流能量，降低了諧振腔內(nèi)的損耗，提高了變換器的運(yùn)行效率。

模態(tài)3：輔助開關(guān)管Qa和Qb運(yùn)行狀態(tài)與模態(tài)2一致，逆變單元采用半橋逆變電路，變換器進(jìn)入半橋LCLCL（Half Bridge-LCLCL, HB-LCLCL）模態(tài)。此模態(tài)下電壓增益曲線為FB-LCLCL模態(tài)的一半，滿足了變換器降壓工況的需求。同時(shí)變換器仍可傳遞1次和3次諧波，同樣實(shí)現(xiàn)了高效率的良好性能。

圖5 可變結(jié)構(gòu)型多諧振直流變換器工作模態(tài)

2 參數(shù)設(shè)計(jì)

2.1 LCLCL變換器設(shè)計(jì)

LCLCL變換器的設(shè)計(jì)目的主要是通過合理配置諧振頻率關(guān)系，實(shí)現(xiàn)變換器同時(shí)傳遞1次和3次諧波功率的特點(diǎn)，降低環(huán)流損耗、提高變換效率。

本文設(shè)定額定頻率L1=100kHz，且3個諧振點(diǎn)頻率關(guān)系為

LCLCL變換器在諧振腔輸入阻抗角為零時(shí)，電壓增益取最大值，此處設(shè)置電壓增益最大值點(diǎn)的諧振頻率為Lmax。利用電路KCL、KVL可解得輸入阻抗角Lin表達(dá)式為

全橋、半橋LCLCL模態(tài)下變換器工作范圍通常為Lmax～L1的較窄區(qū)域，進(jìn)而可合理縮短操作頻率調(diào)節(jié)范圍。本文配置Lmax、L1關(guān)系如式（15）所示，使得操作頻率工作在0～L1/3的頻率范圍內(nèi)，滿足設(shè)計(jì)要求。

本文中，最大增益點(diǎn)gainFL(Lmax)及額定增益點(diǎn)gainFL(L1)關(guān)系為

2.2 CLTCL變換器設(shè)計(jì)

CLTCL結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)目標(biāo)為追求較高電壓增益。設(shè)置變換器在FB-CLTCL模態(tài)時(shí)可獲得最大增益，其相應(yīng)頻率點(diǎn)在C1處，對應(yīng)的最大增益為gainFC(C1)。

為滿足低輸入電壓條件下獲得較高輸出電壓的需求，應(yīng)盡量提高變換器的升壓比，即獲得較高的電壓增益最大值gainFC(C1)。但電壓增益增加的同時(shí)升壓變壓器Tx2電壓比也會隨之上升，導(dǎo)致變壓器Tx2二次側(cè)輔助開關(guān)管兩端電壓應(yīng)力隨之增大，增加了功率器件的選擇及設(shè)計(jì)的難度。

通過列寫KCL、KVL方程，本文推導(dǎo)了變換器工作在CLTCL模式時(shí)輔助開關(guān)管Qa及工作在LCLCL模式時(shí)Qb的電壓應(yīng)力Qa、Qb表達(dá)式分別為

其中

通過合理地分析觀察可知，變換器輔助開關(guān)管電壓應(yīng)力與整個變拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)變換器的最大增益值及高頻變壓器Tx2匝比2間存在密切聯(lián)系。變壓器Tx2匝比2越大，變換器最大電壓增益值gainFC(C1)越大，由此造成輔助開關(guān)管Qa和Qb在各自的工作模態(tài)下電壓應(yīng)力相應(yīng)升高。

圖6給出了變換器最高電壓增益值與輔助開關(guān)管電壓應(yīng)力間的關(guān)系。為滿足并網(wǎng)需求，該直流變換器為輸出電壓恒定400V，故而其輸入電壓為輸出電壓與電壓增益的比。通過觀察分析可知，當(dāng)電壓增益大于6時(shí)，雖然滿足了高增益的需求，但兩個輔助開關(guān)管在各自工作模態(tài)下的電壓應(yīng)力均大于1 500V，這對開關(guān)管的耐壓特性及功率器件的選擇提出了較高要求，提高了設(shè)計(jì)成本。當(dāng)電壓增益小于4時(shí)，雖然降低了輔助開關(guān)管的電壓應(yīng)力，但電壓增益較低與變換器高增益的設(shè)計(jì)目標(biāo)相悖。綜合考慮高增益和低電壓應(yīng)力的雙重因素，本文取電壓增益最大值為5，即

為了減少磁性元件數(shù)量，利用Tx2的漏感代替p2，根據(jù)工程經(jīng)驗(yàn)，p2的取值估計(jì)為

2.3 可變結(jié)構(gòu)型直流變換器增益曲線分析

結(jié)合式（1）～式（21），求解出變換器各諧振元件參數(shù)，見表1。

圖7為可變結(jié)構(gòu)型多諧振軟開關(guān)直流變換器電壓增益曲線。圖中給出了三種工作模態(tài)FB-CLTCL、FB-LCLCL、HB-LCLCL下相應(yīng)的增益曲線。經(jīng)分析，可變結(jié)構(gòu)型多諧振軟開關(guān)直流變換器的增益曲線是三種模態(tài)下增益曲線中各取一段組成的，如圖7中箭頭走向曲線所示。

表1 諧振元件參數(shù)

Tab.1 Resonance elements parameter

圖7 可變結(jié)構(gòu)型多諧振直流變換器電壓增益曲線

當(dāng)輸入電壓較低時(shí)，調(diào)節(jié)變換器工作在FB- CLTCL模式。當(dāng)控制頻率s=C1時(shí)，變換器獲得最高電壓增益gainFC(C1)=5（見圖7中點(diǎn)①）；隨輸入電壓增加，s逐漸上升，電壓增益隨之下降，當(dāng)電壓增益降為3時(shí)（見圖7中點(diǎn)②），切換變換器工作模態(tài)，此時(shí)進(jìn)入到FB-LCLCL模式（見圖7中點(diǎn)③），此時(shí)輸入電壓繼續(xù)升高，控制頻率從Lmax重新出發(fā)，電壓增益繼續(xù)下降，直至降低至1.5時(shí)（見圖7中點(diǎn)④），再次切換變換器工作模態(tài)，此時(shí)進(jìn)入HB-LCLCL模式（見圖7中點(diǎn)⑤），輸入電壓仍保持增加，控制頻率再次回歸到Lmax重新出發(fā)，直至電壓增益降為0（理論上可降低至0），實(shí)現(xiàn)了高降壓比的設(shè)計(jì)要求。在整個操作工程中，控制頻率主要在Lmax～L1的較窄區(qū)間內(nèi)變化，實(shí)現(xiàn)了較窄頻段內(nèi)調(diào)節(jié)寬電壓增益范圍的效果。

3 損耗分析

針對上述分析，本節(jié)以額定點(diǎn)處的工作狀態(tài)為例對變換器損耗分布情況進(jìn)行了建模分析。額定頻率為100kHz，工作狀態(tài)為FB-LCLCL模態(tài)。額定條件下，變換器可同時(shí)傳遞基波和3次諧波分量，因此，本節(jié)構(gòu)建的損耗模型不僅包括了基波傳遞的影響，也考慮了3次諧波對變換器損耗的影響。令表示通用變量，下文中的1st和3rd分別為基波和3次諧波的相應(yīng)變量。

3.1 開關(guān)管MOSFET損耗

額定點(diǎn)L1=100kHz處，變換器實(shí)現(xiàn)了ZVS，故開關(guān)管MOSFET的主要損耗有關(guān)斷損耗、導(dǎo)通損耗和驅(qū)動損耗。關(guān)斷損耗off_Q1可推算為

式中，off_Q1為一個開關(guān)周期的關(guān)斷電流；GD為門極和漏極儲存的電荷；GS為門極和源極儲存的電荷；Goff為等效的門極電阻；S1為等效的源極電阻；th為開關(guān)管門極閾值電壓；mp_off為米勒平面電壓值；s為開關(guān)周期。

導(dǎo)通損耗可推算為

式中，cond_Q1為導(dǎo)通期間流過Q1的電流；DS_Q1為導(dǎo)通電阻；cond_Q1為一個開關(guān)周期的導(dǎo)通時(shí)間。

驅(qū)動損耗可計(jì)算為

式中，GS和GS分別為驅(qū)動電荷和驅(qū)動電壓。

綜上可得，單個開關(guān)管的總損耗為

3.2 輔助開關(guān)管損耗

本文中輔助開關(guān)管共有Qa和Qb兩個，分別由兩個相對串聯(lián)的MOSFET構(gòu)成。輔助開關(guān)管的作用主要是通過控制其互補(bǔ)導(dǎo)通來實(shí)現(xiàn)變換器拓?fù)涞那袚Q，其只有常開或常閉兩種工作狀態(tài)，故輔助開關(guān)管的損耗與逆變單元開關(guān)管相比只計(jì)其導(dǎo)通損耗。由式（24）可得，輔助開關(guān)管導(dǎo)通損耗為

3.3 二極管損耗

二極管VD1導(dǎo)通損耗cond_VD1可推導(dǎo)為

式中，f為正向電壓。

開通損耗on_VD1可表示為

式中，on_VD1為二極管開通電流；d為二極管上的電壓；r_VD1為上升時(shí)間。

關(guān)斷損耗off_VD1為

式中，RM_VD1為二極管峰值反向電流；rr_VD1為反向恢復(fù)時(shí)間。

3.4 變壓器損耗

FB-LCLCL模態(tài)中只有Tx1一個變壓器接入電路中，是拓?fù)鋵?shí)現(xiàn)高效率變換的重要一環(huán)。變壓器損耗包括繞組損耗和磁心損耗。

傳統(tǒng)變壓器的一次側(cè)、二次側(cè)直流阻抗dc_pri_Tx1和dc_sec_Tx1可由其幾何繞組形式分別直接計(jì)算為

式中，Cu為銅的電阻率（W/m）；pri_Tx1和sec_Tx1分別為變壓器的一次側(cè)、二次側(cè)纏繞導(dǎo)線的等效截面積（m2）；pri_Tx1和sec_Tx1分別為變壓器的一次側(cè)、二次側(cè)繞線長度（m）。

次諧波的趨膚深度可表示為

式中，0為磁導(dǎo)率。

次諧波的交直流阻抗比為

當(dāng)和滿足式（35）和式（36）時(shí)，根據(jù)式（34）可計(jì)算出次諧波的變壓器一次側(cè)交直流阻抗比R_pri(n)，其中

變壓器二次繞組損耗計(jì)算方法與一次側(cè)相同，本文不再贅述。

變壓器一次、二次繞組損耗分別為

式中，I_pri和I_sec分別為流過變壓器一次側(cè)、二次側(cè)的次諧波電流有效值。

一個開關(guān)周期內(nèi)變壓器峰值磁通密度為

利用經(jīng)典的Steinmetz公式可得變壓器的磁心損耗為

式中，、core、core均為斯坦梅茨系數(shù)；e_Tx1為變壓器Tx1的有效截面積；e_Tx1為變壓器Tx1的磁心體積；Dm=max_Tx1/2；以上參數(shù)均為變壓器固有參數(shù)，可通過查閱數(shù)據(jù)手冊得知。

進(jìn)而可得，變壓器Tx1的總損耗為

3.5 電感損耗

電感損耗計(jì)算方法與變壓器損耗計(jì)算方法類似，其主要包括繞組損耗和磁心損耗。電感s1的直流阻抗可根據(jù)其幾何結(jié)構(gòu)推導(dǎo)為

當(dāng)和滿足式（44）和式（45）時(shí)，可由式（34）得到s1的次諧波交直流阻抗比R_Ls1(n)，即

進(jìn)而得到s1的繞組損耗為

類比變壓器磁心損耗計(jì)算方法，s1磁心損耗可推算為

綜上可得，電感s1的損耗為

電感eq2=p2+m2，其損耗計(jì)算方法與s1類似，本文不再贅述。

3.6 電容損耗

電路中的電容按其作用可分為輸入電容、輸出電容和諧振電容。

諧振電容s1等值電阻ESR_Cs1與損耗因數(shù)tan關(guān)系為

則其損耗可表示為

輸出電容損耗計(jì)算方法與輸入電容類似，諧振電容p2損耗ESR_Cp2計(jì)算可類比s1計(jì)算方法，不再贅述。

圖8給出了額定工作點(diǎn)的損耗分布。此工作模態(tài)下，變換器的損耗主要包括開關(guān)管損耗、二極管損耗及磁性元件的損耗。因開關(guān)管實(shí)現(xiàn)了ZVS，故其損耗不包含開通損耗，主要包括關(guān)斷損耗和導(dǎo)通損耗；磁性元件的損耗主要包括變壓器損耗及兩個電感的損耗。輔助開關(guān)管工作處于恒通或恒斷的狀態(tài)，所以其損耗只包含導(dǎo)通損耗；電容損耗占比較低。隨著磁集成技術(shù)的深入發(fā)展及功率器件研究的不斷創(chuàng)新，有望減小變換器的開關(guān)管損耗及磁性元件的損耗；采用性能優(yōu)化的二極管器件或同步整流技術(shù)有望減小二極管損耗，進(jìn)而提升變換器的運(yùn)行效率。

圖8 額定工作點(diǎn)的損耗分布

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證理論分析的可靠性，本文基于一臺200W實(shí)驗(yàn)樣機(jī)進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。圖9給出了實(shí)驗(yàn)樣機(jī)的照片。樣機(jī)器件的相應(yīng)型號見表2。

圖9 樣機(jī)照片

表2 器件型號

Tab.2 Components model

圖10給出了電壓增益曲線上點(diǎn)①處的實(shí)驗(yàn)波形。此處電壓增益為最大值點(diǎn)，變換器工作在FB- CLTCL模態(tài)。圖中，Q1、Q1分別為逆變單元中開關(guān)管Q1的電壓、電流；o為輸出電壓；VD1為流過整流二極管VD1的電流。分析圖10可知，當(dāng)輸入電壓為77.5V時(shí)，輸出電壓為400.1V，電壓增益為5.16。此外，諧振腔輸入阻抗角近乎為零，由Q1和VD1波形可知，開關(guān)管Q1和二極管VD1的開、關(guān)電流均近似為零，變換器實(shí)現(xiàn)了ZVS和準(zhǔn)ZCS，具有良好的軟開關(guān)效果，有效地提高了效率。

圖10 FB-CLTCL電路①點(diǎn)實(shí)驗(yàn)波形

圖11給出了總電壓增益曲線上點(diǎn)④處的實(shí)驗(yàn)波形。此處為額定工作點(diǎn)，變換器工作在FB-LCLCL模態(tài)。圖中各變量含義與圖10類似。分析圖11可知，當(dāng)輸入電壓為266.7V時(shí)，輸出電壓為400.2V，此時(shí)電壓增益為1.5，與設(shè)計(jì)相符。圖中開關(guān)管Q1的電流Q1呈現(xiàn)馬鞍波狀，說明電路中含大量的基波和3次諧波；同時(shí)二極管VD1的電流VD1也呈馬鞍波狀，說明變換器成功傳遞了基波和3次諧波。此處充分利用3次諧波傳遞有功功率，減小了諧振腔內(nèi)的環(huán)流能量，實(shí)現(xiàn)了變換器的高效率變換。額定點(diǎn)處的效率達(dá)97.6%。HB-LCLCL模態(tài)工作情況只是電壓增益降低了一半，其余情況近乎無差，本文不再贅述。

圖11 FB-LCLCL電路④點(diǎn)實(shí)驗(yàn)波形

圖12給出了FB-CLTCL模態(tài)向FB-LCLCL模態(tài)切換變化過程。圖中，gs-Q4、gs-Qb分別為逆變單元開關(guān)管Q4及諧振腔內(nèi)輔助開關(guān)管Qb的驅(qū)動信號。in、o分別為變換器輸入、輸出電壓。當(dāng)輸入電壓為65V時(shí)，輸出電壓為335V；隨后in上升至80V左右時(shí)，o增加至400V；此后o鉗位在400V，不再發(fā)生變化。此模態(tài)內(nèi)gs-Q4說明逆變單元工作在全橋模式，gs-Qb說明輔助開關(guān)管Qb恒導(dǎo)通，變換器處于FB-CLTCL模態(tài)。當(dāng)in逐漸增加至133.3V左右時(shí)，o仍保持在400V左右，變換器電壓增益近乎為3，此時(shí)進(jìn)行變換器模態(tài)的切換，Q4工作模式保持不變，Qb驅(qū)動信號置零，變換器進(jìn)入FB-LCLCL模態(tài)，此后在增加至200V的過程中，輸出電壓始終保持在400V不變。

圖12 FB-CLTCL模態(tài)向FB-LCLCL模態(tài)切換整體變化過程

圖13給出了FB-LCLCL模態(tài)向HB-LCLCL模態(tài)切換變化過程。輸入電壓從180V增加至600V的過程中，輸出電壓始終保持在400V左右。當(dāng)輸入電壓增加至266.7V左右時(shí)，電壓增益為1.5左右，此時(shí)進(jìn)行變換器模態(tài)的切換。Qb驅(qū)動信號始終為零，表明諧振腔仍為LCLCL結(jié)構(gòu)，Q4驅(qū)動信號從持續(xù)開斷工作變?yōu)楹阒酶郀顟B(tài)，說明逆變單元由全橋模式轉(zhuǎn)變?yōu)榘霕蚰Ｊ剑撕笞儞Q器進(jìn)入HB-LCLCL模態(tài)。

圖13 FB-LCLCL模態(tài)向HB-LCLCL模態(tài)切換整體變化過程

圖14給出了本文變換器在不同模態(tài)下的滿載效率曲線。圖中，虛線表示理論計(jì)算值，實(shí)線表示實(shí)驗(yàn)實(shí)測值。變換器共有三種工作模態(tài)，分別對應(yīng)三段效率曲線。各階段效率曲線均為在不同的電壓增益區(qū)間測量的。

由圖14可知，在各個工作模態(tài)下，變換器效率計(jì)算值和實(shí)測值誤差在可接受范圍內(nèi)，說明本文構(gòu)建的同時(shí)考慮基波和3次諧波改進(jìn)型損耗模型的準(zhǔn)確性和有效性。此外，實(shí)測條件下，變換器在FB- LCLCL模態(tài)下獲得97.6%的最高變換效率；當(dāng)電壓增益小于2、變換器工作在HB-LCLCL模態(tài)時(shí)，變換器效率維持在97.55%左右；當(dāng)電壓增益大于3、變換器工作在FB-CLTCL模態(tài)時(shí)，變換器效率較前兩種模態(tài)普遍偏低，主要因?yàn)楦咴鲆婀r下，諧振腔內(nèi)電流較大，由此造成的功率器件的導(dǎo)通損耗和磁性損耗較大，降低了變換效率。但即使這樣，變換器仍能保持96.8%左右的較高效率，進(jìn)一步說明了本文所述變換器的效率優(yōu)勢。

圖14 不同模態(tài)下的效率曲線

5 結(jié)論

本文提出了一種可變結(jié)構(gòu)型多諧振軟開關(guān)直流變換器。通過控制輔助開關(guān)管的通斷，變換器可工作在FB-CLTCL、FB-LCLCL和HB-LCLCL三種模態(tài)下。CLTCL變換器的設(shè)計(jì)目的在于獲取高電壓增益，而LCLCL變換器則要充分利用3次諧波傳遞有功功率，實(shí)現(xiàn)高效率變換。此變換器可在較窄頻率范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)寬電壓增益可調(diào)的有益效果，同時(shí)獲得較高變換效率。此外，本文通過構(gòu)建同時(shí)考慮基波和3次諧波的損耗模型，對變換器額定條件下的損耗進(jìn)行了詳細(xì)估算和分析。最后，基于一臺實(shí)驗(yàn)樣機(jī)驗(yàn)證了理論分析的可靠性，最高電壓增益值達(dá)5倍左右，最高變換效率達(dá)97.6%。

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A Variable Topology Multi-Resonant Soft-Switching DC-DC Converter with High Efficiency and Wide Gain

11234

（1. School of Electrical and Information Engineering Tianjin University Tianjin 300072 China 2. State Grid Jiangsu Electric Power Co. Ltd Nanjing 211000 China 3. National Electric Power Dispatching and Control Center State Grid Corporation of China Beijing 100031 China 4. State Grid Nanjing Power Supply Company Nanjing 210019 China）

A variable topology multi-resonant soft-switching DC-DC converter is proposed in this paper. Applying the double transformer structure, this converter can transform the topological structure through two complementary turn-on auxiliary switches. There are three working modes, which can meet the requirements of high voltage gain or high efficiency under different working conditions. In addition, resonant parameters of the converter are designed by setting the resonant frequency and gain point reasonably. Subsequently, according to the condition that the converter transmits the fundamental and third harmonic energy simultaneously under rated conditions, a loss model considering both the fundamental wave and the third harmonic is constructed, and the loss distribution of the converter is estimated in detail. Finally, in order to verify the reliability of the theoretical analysis, this paper conducted a power experiment on the converter based on an experimental prototype. Within the input voltage range of 80～600V, the output voltage is always stable at 400V, and a wide voltage gain range is obtained. At the same time, high efficiency conversion within the full gain range is achieved, and the maximum efficiency of the converter is 97.6%.

Variable topology, multi-resonant, DC-DC converter, soft switching, loss analysis

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.L90293

TM46

陳夢穎 女，1993年生，博士研究生，研究方向?yàn)橹C振型軟開關(guān)直流變換器及其控制。E-mail: cmying@tju.edu.cn

王議鋒 男，1981年生，副教授，碩士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)橄冗M(jìn)電力電子技術(shù)在電網(wǎng)中的應(yīng)用。E-mail: wayif@tju.edu.cn（通信作者）

2020-07-09

2020-10-28

國家重點(diǎn)研發(fā)計(jì)劃資助項(xiàng)目（2018YFB0904700）。

（編輯 陳 誠）