一-種具有無功補償能力、無電解電容的單級光伏逆變器

孫 玥，桂 冠

（1.南京信息職業技術學院 智能交通學院，江蘇 南京210023；2.南京郵電大學 通信與信息工程學院，江蘇南 京210023）

0 引言

太陽電池板的輸出電壓受到天氣、光照等環境因素的影響，無法將光伏板產生的最大功率直接傳輸到電網，須要在光伏板旁使用逆變器克服這些限制。單相光伏逆變器的輸入電壓存在二倍工頻的波動[1]。對此，無源解耦電路因控制簡單、結構經濟而被廣泛采用，但輸出端電容值需求較大，往往采用電解電容方能滿足要求[2]。相較于無源解耦，有源解耦可有效解決電解電容受溫度等因素影響壽命低的問題，其實質是創造一新的能量路徑來消納二倍工頻諧波。因此，它需要一個附加有源和無源元件的消納端口，從而增加了成本 [3]。

目前，電壓和電流波形重塑技術因僅需要小型無源元件（例如小型薄膜電容）來處理脈動功率，無需電解電容或其他功率電路而受到了廣泛關注[4]。文獻[5]提出了一種基于改進控制算法（Control Algorithm Modification，CAM）的 輸 入 電流重塑方法，該方法利用兩個單獨的控制器分別控制前級DC/DC變換器和后級DC/AC變換器。文獻[6]提出了一種新的基于改進運行模態（Operation Mode Modification，OMM）的 波 形 整 形方案，該方案僅用單個控制器，在高頻狀態下協調輸入和輸出開關，使緩沖電容吸收/注入脈動功率。

與CAM方法相比，OMM具有以下優點：①僅需一個控制器；②控制算法易實現；③不需要直流電壓傳感器，成本低；④在單輸入模式的逆變器中只有單級轉換并且只有兩個開關工作在高頻狀態，效率高。鑒于此，本文提出一種新型的單級光伏逆變器拓撲，擴展了這種基于OMM的波形整形方法的應用。與文獻[1]中的單輸入模式逆變器相比，該逆變器減少一個二極管；此外，由于輸入和輸出共地，有效消除了共模電壓對網側電能的污染。

為滿足發電系統或發電單元的功率因數在±0.9內可調[7]，[8]，本文提出了一種非單位功率因數運行的調制技術，可在并網模式下靈活控制有功功率和無功功率。在不改變逆變器結構的情況下，只須簡單地修改運行模態和電流參考相移，即可實現無功補償。

1 逆變器運行模態

本文所提逆變器拓撲（圖1）采用TSS控制策略，該TSS控制器通過調節緩沖電容電壓處理脈動功率，不影響輸入直流或輸出交流電流/電壓。其中電容值表達式為

圖1 所提單相逆變器拓撲Fig.1 Proposed single phase inverter topology

式 中：Pin，Vc_avg和 ΔVc分 別 為 輸 入 功 率、電 容 上 的直流電壓和二倍頻紋波電壓；ω為輸出側的基波角 頻 率，ω=2πf，f為 電 網 頻 率。

由于所提逆變器解耦電容兩端可承受較大ΔVc，因此可以選擇體積小、壽命長的薄膜電容作為緩沖電容。

1.1 當功率因數（Power Factor，PF）等于1時逆變器的運行模態

為處理輸入功率Pin和輸出功率Po（t）之間的功 率 脈 動，緩 沖 電 容 的 瞬 時 功 率Pc（t）和 電 壓Vc（t）可 以 通 過 式（2），（3）確 定。

式 中：Vm，Im分 別 為 輸 出 電 壓Vg（t）和 電 流Ig（t）的幅值；Vc0為輸出電流為零時的緩沖電容電壓。

當PF=1時，輸出電壓和電流同相。

根 據 式（2），（3），圖2給 出 了Vg（t），Ig（t），Pin，Po（t），Pc（t），Vc（t）的 波 形。當Pin＞Po（t）時，Vc（t）上升 儲 存 能 量；當Pin＜Po（t）時，Vc（t）下 降 釋 放 能 量。模 式1中，Ig（t）＞0，Vg（t）＞0；模 式2中，Ig（t）＜0，Vg（t）＜0。

圖2 當PF=1時處理脈動功率時的關鍵波形Fig.2 The key waveform of pulse power processing when PF=1

為 調 節Vc（t），本 文 提 出TSS運 行 策 略，將 逆變器在每個開關周期Ts分為3個開關狀態。圖3給出了模式1和模式2下的3種模態。圖4為每個開關狀態期間Vc（t）變化示意圖。如圖3和圖4所 示：在 狀 態1[持 續 時 間t1（n）]（n為 第n個 采 樣周期）中，電流流入緩沖電容，電壓增加；在狀態2[持 續 時 間t2（n）]中，緩 沖 電 容 輸 出 電 流 放 電，電 壓降 低；在 狀 態3[持 續 時 間t3（n）=Ts-t1（n）-t2（n）]中，緩沖電容與電路斷開，電壓保持恒定。通過調節每個狀態的持續時間來控制每個快速開關狀態期間的Vc（t），使 得 在 每 個Ts期 間，緩 沖 電 容 可 以 吸 收該周期內的脈動功率。

圖3 在一個開關周期內的3種快速開關狀態Fig.3 Three fast switching states in one switching

圖4 當PF=1時緩沖電容電壓與所提TSS控制策略示意圖Fig.4 The buffer capacitor voltage and the proposed TSS control strategy diagram when PF=1

如圖3所示：在模式1中，S2始終打開，S1和S4始終關斷，只有S0和S3在高頻開關下切換以調節Vc（t）；在 模 式2中，S4導 通，S2和S3關 斷，只 有S0和S1在高頻開關下切換以調節Vc（t）?？梢钥闯?，兩個開關管同時工作在高頻，可減少開關的損耗。

如 圖4所 示：當Pin＞Po（t）時，Vc（t）增 加[V3（n）＞Vx（n）]；當Pin＜Po（t）時，Vc（t）降 低[V3（n）＜Vx（n）]。兩個相鄰狀態之間的電壓關系，以及電容電流和電壓變化的關系為

式 中：ΔVc1（n），ΔVc2（n）分 別 為 充 電 狀 態1和 放 電狀 態2時Vc（t）的 變 化 絕 對 值；Iin（n）為 光 伏 模 塊直流輸入電流；Ig（n）為開關周期n時的瞬時輸出電流；Vx（n）為狀態1開始時的緩沖電容電壓；Vp（n）為 狀 態1結 束 時 的 緩 沖 電 容 電 壓；V3（n）為狀態3時的緩沖電容電壓。

根據電感伏秒平衡原理，可得輸入側直流電壓Vin（n）為

經 式（10）～（12）計 算 出 持 續 時 間，從 而 產 生PWM信號，控制每個狀態下的Vc（t）變化，以跟隨由 式（8）和 式（9）確 定 的 指 令 值。

1.2 當PF≠1時逆變器的運行模態

當PF≠1時，緩 沖 電 容 的Pc（t）和Vc（t）可 由下式確定：

式 中：假 設Vc（t）初 始 相 位 角 為 零；θ為Ig（t）的 初始相位角。

圖5給 出 了Vg（t），Ig（t），Pin，Po（t），Pc（t），Vc（t）的 波 形。當Pin＞Po（t）時，Vc（t）上 升 以 儲 存 能 量；相反，當Pin＜Po（t）時，Vc（t）下 降 以 釋 放 能 量。當PF≠1時，存在另外兩種模式，即模式3和模式4。在模式3中，Ig（t）＞0，Vg（t）＜0；在 模 式4中，Ig（t）＜0，Vg（t）＞0。在 模 式1和 模 式2中，與 上 述 模 態 相 似，在此不做贅述。

圖5 當PF≠1處理脈動功率時的關鍵波形Fig.5 The key waveform of pulse power processing when PF≠1

模式3和模式4在每個恒定的Ts中也有3種快速開關狀態。在模式3中，狀態1和狀態3的模態與模式1中的模態相同；在模式4中，狀態1和狀態3的模態與模式2中的模態相同 （圖3）。圖6給出了模式3和模式4中狀態2的模態。圖7為Vc（t）變 化 示 意 圖。

圖6 狀態2Fig.6 State 2

圖7 當PF≠1時，緩沖電容電壓與所提TSS控制策略示意圖Fig.7 The buffer capacitor voltage and the proposed TSS control strategy diagram when PF≠1

如圖6和圖7所示：在模式3和模式4的狀態1[t1（n）]期 間，電 流 流 入 緩 沖 電 容 充 電，電 壓 上升；狀 態2[t2（n）]期 間，緩 沖 電 容 進 一 步 充 電，電 壓不斷增加；狀態3[t3（n）]期間，緩沖電容與電路斷開，電壓保持恒定。

對于模式3和模式4，狀態2的持續時間計算式為

模式1和模式2在PF=1和PF≠1時的3種狀態持續時間計算式是相同的。通過計算出3種狀態的持續時間來產生PWM信號，控制Vc（t）在一個Ts內平均電壓等于由式（14）確定的參考值。

2 控制策略

圖8 所提逆變器控制策略Fig.8 The proposed inverter control strategy

3 比較分析

相較于文獻[4]，[6]，本文采用三態開關控制策略，無須處理母線電壓（即緩沖電容兩端電壓），減少了傳感器數量和邏輯門數量，降低了控制復雜度，電路穩定性高。相較于文獻[9]，本文通過多單元整合的方式大大降低了器件冗余度，有效減少了開關管和二極管的使用數量。因此，所提逆變器擁有較高的功率密度。

比較結果如表1所示。

表1 比較結果Table 1 Comparative results

4 實驗驗證

為了驗證理論分析的正確性及所提逆變器的可行性，本文搭建了額定功率為80 W的實驗樣機。實驗電路參數如表2所示。

表2 實驗電路參數Table 2 Experimental circuit parameters

4.1 PF=1時的實驗結果

圖9給 出 了 最 大 功 率 點（MPPT）的Iin，Vin和Ig（t）的波形。如圖所示：輸入電流和電壓逐漸達到MPPT的電流和電壓；Ig（t）幅值在最大功率跟蹤過程中逐漸增大，在MPPT附近運行時幾乎保持不變，與理論分析一致。

圖9 MPPT關鍵波形Fig.9 Key waveforms during MPPT

圖10給 出 了 穩 態 運 行 時Iin，Vin，Ig（t）和Vc（t）的波形。結果表明：Vc（t）含有較大的二倍頻紋波（100 Hz），峰峰值約為100 V；輸入電流是恒定的直 流（2.1 A），輸 入 電 壓 也 為 恒 定 直 流（36 V）；電網電流為正弦交流（有效值為0.7 A），總諧波失真為2.1%。此時，樣機效率高達91.5%。這些結果證實：①輸入和輸出之間的脈動功率由一個很小的緩沖電容來處理；②較大的Vc（t）紋波不影響輸入直流和輸出交流電流/電壓；③減少對母線電容的依賴，最終僅需10μF薄膜電容即可。

圖10 穩態運行時關鍵波形Fig.10 Key waveforms at steady-state

圖11為Vc（t）在正半周期內的變化和開關模態。如 圖 所 示，當Pin＞Po（t）時，Vc（t）增 加 以 存 儲 能量。符合理論分析，反之亦然。

圖11 緩沖電容電壓和開關驅動信號Fig.11 Buffer capacitor voltage and switch drive signal

4.2 PF≠1時的仿真結果

設定逆變器在PF=0.7時運行，電網電流比電網電壓滯后約45°。除了MPPT時電網電流有效值為1.2 A外，其余參數同表1。

圖12給 出 了 穩 態 運 行 時Iin（t），Vin（t），Ig（t）和Vg（t）的波形。如圖所示：輸入電流和電壓幾乎是恒定的；電網電流為正弦交流，總諧波失真為2.3%，電網電流比電網電壓滯后45 °。這證明了逆變器可以在非單位功率因數下運行，實現逆變器的無功補償能力，在電壓暫降和存在非線性負載的情況下加強配電網魯棒性并改善供電質量。

圖12 當PF=0.7時，穩態運行關鍵波形.Fig.12 Key waveforms at steady-state when PF=0.7

5 結論

本文提出了一種新型單相逆變器拓撲結構和TSS控制策略。使用TSS控制器，該逆變器緩沖電容可以容許存在較大的二倍頻紋波，只需10μF薄膜電容即可運行，而不需要額外的解耦電路。同時，可以向電網注入無功功率。該逆變器具有壽命長、成本低、功率密度高和無功補償等優點。實驗結果驗證了所提逆變器在單位功率因數和非單位功率因數下的有效性和設計的正確性。