低壓配電網電力線載波通信脈沖噪聲過濾系統

李蕊， 丁寧， 史鵬博， 程詩堯， 李雪城

(國網北京電力科學研究院， 北京 100162)

0 引言

低壓電力載波通信(Low-voltge Power Line Communication，LPLC)是一種通過電力線進行信號傳遞的通信方式，也是使用較早的PLC技術，被廣泛應用在樓宇自動化系統、辦公系統等自動化領域的網絡中。但低壓配電網中負載狀況比較復雜，噪聲種類多，其中脈沖噪聲強度非常大，會導致傳輸信號的諧振與反射現象，進而造成信號衰減。

為改善通信質量，譚周文等[1]提出基于壓縮感知與虛警概率相結合的脈沖噪聲抑制方法。利用零子載波觀測脈沖噪聲投影，使用追蹤降噪法估計脈沖噪聲,結合門限獲得噪聲支撐集合，在該集合上通過最小二乘方法對信號進行重構，得到去噪后的通信信號。申敏等[2]提出基于迭代消除非線性失真的改進置零法來消除脈沖噪聲。對接收到的時域信號進行脈沖檢測與置零處理,從頻域接收信號中去除重構的非線性失真，完成脈沖噪聲抑制。

上述兩種方法雖然能夠獲得較好的去噪效果，但是重構后的信號在幅度方面會有損失。為此，本文設計一種電力載波通信脈沖噪聲過濾系統。

1 低壓配電網電力載波通信脈沖噪聲模型

低壓配電網通信情況如圖1所示。

圖1 LPLC系統網絡框圖

低壓配電網信道中存在多種噪聲，其中最具代表性的是脈沖噪聲，其又可以分為周期噪聲[3]與隨機噪聲[4]。

(1) 周期脈沖噪聲模型

周期噪聲中包括單獨脈沖與脈沖串，可看作是衰減的正弦波[5]。單獨脈沖可通過指數規律衰減的正弦信號描述，如式(1)。

Nimp=Ae-t/τsin(2πft+φ)

(1)

式中，A為脈沖幅度，通過測量統計獲得相應的概率分布情況；τ為時間常數。正弦波原始相位在0-2π之間隨機生成[6]。脈沖頻率也可稱作偽頻率f0，其累計分布與威布爾分布較為接近，分布函數表示為式(2)。

f(x)=abxb-1e-axb

(2)

根據真實頻率分布規律能夠將函數進行分段表示：當脈沖頻率在600 kHz—5 MHz范圍內時，參數取值為a=0.59、b=2.27；若頻率高于5 MHz時，a=5×10-7、b=6.07。

脈沖串即為時間軸上的連續脈沖，是多個單獨脈沖的累計，為式(3)。

(3)

式中，tarr表示脈沖生成時間。

(2) 隨機脈沖噪聲模型

表述噪聲狀態的n個狀態Zi=(i,1,2,…,n)可被分解為A′(i-1,2,…,v)與B′(i=v+1,v+2,…,n)兩部分，輸出函數如式(4)。

(4)

式中，A′與B′分別表示無脈沖狀態與有脈沖狀態。通過狀態轉移來實現匯總，構建A′與B′的獨立轉移狀態矩陣。利用矩陣狀態的改變來表示隨機噪聲模型。如果脈沖寬度高于設定值tw，其概率cpfw的表達式如式(5)。

(5)

若脈沖間隔高于固定值td時，概率cpfd能夠表示為式(6)。

(6)

cpfw與cpfd由許多加權指數和組成，利用脈沖寬度與間隔獲得矩陣元素值，再通過曲線進行擬合。

2 脈沖噪聲過濾系統設計

2.1 系統硬件開發

去噪系統硬件包括傳輸模塊、串口模塊、儲存模塊和處理模塊。硬件部分連接示意圖如圖2所示。

圖2 硬件部分連接示意圖

(1) 傳輸模塊

低壓配電網電力線載波通信需要長距離傳輸與性能穩定的傳輸通道，所以該模塊利用RFTRI方式實現傳輸。本文選取的傳輸模塊配備的天線標準是50歐姆，可使用配套的USB轉換器、RS232/RS485轉換器實現該模塊與終端設備的連接，方便開發者測試有關通信。RFTRI模塊的引腳定義如表1所示。

表1 RFTRI模塊引腳定義表

(2)串口模塊

串口又可以稱為串行接口，也是一種通信接口。根據電氣劃分標準分為RS-232-C、RS-422、RS485。

RS-422、RS485與RS-232-C接口相比在傳輸距離與速度上更占優勢。以飛凌公司配套提供的串口展示卡為例，將外部串口擴展為標準串口，方便與其它設備相連，如圖3所示。

圖3 串口模塊連接示意圖

(3) 儲存模塊

脈沖噪聲過濾過程需接收與儲存海量的數據，綜合考慮數據量、設備功耗與開發成本等問題，在系統設計時可利用開發板的SD卡座外接SD卡進行儲存。

(4)處理模塊

處理模塊選擇的是S3C6410處理器，S3C6410集成一些硬件外設，例如I/O接口、電源接口、通道接口等，這些接口提高系統總體性能，減少投入成本。

2.2 系統軟件設計

2.2.1 軟件架構設立

噪聲過濾系統中軟件包括操作系統內核定制、設備驅動程序和應用程序。系統軟件架構如圖4所示。

圖4 噪聲過濾系統軟件結構示意圖

內核定制部分是過濾系統的核心，負責控制系統流程、管理內存，決定系統的應用性能與穩定性。

2.2.2 軟件算法研究

脈沖噪聲過濾系統必須在某種去噪算法基礎上進行，本文利用小波閾值去噪法來實現噪聲過濾。

假設某存在噪聲的一維信號模型表示為式(7)。

f′(t′)=s′(t′)+n′(t′)

(7)

式中，f′(t′)為帶噪聲信號；s′(t′)為有用信號；n′(t′)為噪聲，可將其看作是一個噪聲模量，滿足N(0,σ2)分布的高斯白噪聲。

小波閾值去噪的整體過程分為小波基選擇、閾值函數構建、連續小波變換。

(1) 小波基選取

在小波變換過程中，小波基的選取會對信號的處理結果造成影響，進而改變去噪系統性能。在選取小波基時必須綜合考慮消失矩、對稱性與正則性三個性質。

消失矩：針對小波函數ψ(t′)∈L2(R)，如果符合式(8)。

(8)

則將ψ(t′)稱為具備R階的消失矩。根據小波函數零均值性質可得，任意小波函數最小存在零階消失矩。

對稱性：假設ψ(t′)∈L2(R)，若ψ(a+t′)=ψ(a-t′)，則表明ψ(t′)存在對稱性；若ψ(a+t′)=-ψ(a-t′)，則ψ(t′)具備反對稱性。

具有對稱與反對稱性質的小波函數能夠構建緊支撐的小波基，更具有線性相位，這對于信號去噪非常有用。

(9)

選取同時滿足上述條件的小波基當作本文算法的小波基。

(2) 閾值函數構建

閾值函數能夠表現出對小波系數進行處理所利用的方式，常用的算法是硬閾值與軟閾值函數，但是這兩種算法均存在一定局限性。為此，本文提出軟、硬閾值折中函數為式(10)。

Wnew(j,k)=

(10)

式中，w(j,k)表示帶噪信號經過小波分解后的小波系數；λ表示選定閾值。

(3) 連續小波變換

對小波函數進行平移與伸縮變換可以獲得小波序列，稱其為子小波，表達式如式(11)。

(11)

式中，a為尺度因子，體現序列尺度；b為平移因子，反映小波函數在時間軸上的位置。ψa,b(t)通常是時域上以t=b為中心的帶通函數，無論在時域還是頻率上均存在局部化特征。

假設噪聲信號f′(t′)的能量是有限的，即f′(t′)∈L2(R)，則連續小波變換式為式(12)。

a≠0

(12)

式(12)表明小波變換將一元函數f′(t′)變換為時間-頻率平面上的二元函數Wf′(a,b)，可將其當作是一個利用不同濾波器ψa,b(t)對信號f′(t′)進行過濾的過程。小波變換可以很好地體現信號每個瞬態分量存在的頻率與發生時間，根據小波變換結果即可對初始信號進行重構，過濾掉信號中的噪聲。

3 仿真實驗數據分析與研究

本文對基于小波去噪的脈沖噪聲過濾系統進行仿真實驗，同時將仿真結果與文獻[1]、文獻[2]進行對比。實驗中通信數據長度1 024 bit，子載波數量為98個，利用共軛對稱方法對其調制，所以子載波總數量為196，零載波數量是850。脈沖噪聲出現幾率為0.011，噪聲類型為高斯白噪聲，噪聲大小取決于信噪比，噪聲和背景噪聲的功率比為40 dB，信號和背景噪聲的功率比為35 dB。初始信號與加入噪聲后的信號波形圖如圖5所示。

圖5 初始信號與加噪信號波形圖

分別使用三種不同方法對加噪后的信號進行去噪處理，去噪效果如圖6所示。

圖6 不同方法噪聲過濾效果對比圖

由圖6能夠看出三種方法中，本文方法的過濾效果最好，與初始信號波形最接近;文獻[1]方法對脈沖信號進行過濾，雖然能去除大部分噪聲，但是前半部分信號噪聲依舊較為明顯，隨著時間的推移，去噪效果有所改善；文獻[2]方法去噪效果好于文獻[1]，但是信號幅度方面會有損失，尤其在波峰位置，因此會導致傳輸性能下降，信號出現失真。此外，對比三種系統的誤碼率，結果如圖7所示。

圖7 系統誤碼率

由圖7可知，隨著節點的增加，通信范圍不斷擴大，其中噪聲的干擾強度也隨之提高。在此種環境下，本文方法噪聲過濾系統展示出強大的性能，能夠使傳輸誤碼率始終保持在較低狀態。這正是由于小波閾值去噪方法可以在復雜的網絡環境下對噪聲進行準確過濾，才能有效提高傳輸性能，降低誤碼率。

4 總結

文章在ALTERA DE2開發板基礎上設計一種噪聲過濾系統，通過小波閾值法對小波進行變換，獲得重構后的初始信號，實現小波過濾。實驗證明，該方法具有較強的噪聲過濾性能，能有效提高通信性能。

為此在下一步的研究中，可增加用戶可控參數，使系統可以隨機產生不同噪聲數據，更好地驗證系統性能。