一種高增益低輸出紋波電壓的二次型Buck-Boost變換器

2021-08-05 07:39:24朱高中劉樹林

西安科技大學學報 2021年4期

朱高中，劉樹林，王成

(1.西安科技大學電氣與控制工程學院，陜西西安 710054；2.渭南師范學院物理與電氣工程學院陜西渭南 714099)

0 引言

DC-DC變換器在可再生能源系統、汽車電子設備，移動電話、不對稱數字用戶線(ADSL)調制解調器等領域得到廣泛應用[1-6]。Buck變換器和Boost變換器雖然結構簡單，效率高，但當設備既需要低電壓，也需要高電壓時，Buck和Boost變換器的應用就受到了限制。而Buck-Boost變換器可以方便地實現升壓或降壓輸出，其具有升壓/降壓能力廣泛應用于可再生能源系統，尤其是需要高壓增益的光伏系統中[7-10]。理論上，傳統的Buck-Boost變換器可以在占空比接近0或1時產生極高的降壓或升壓輸出。但是在實踐中，由于其電路受到功率開關管、二極管、電感和電容等效串聯電阻(ESR)的影響，使得其電壓增益達不到理想的效果，同時通過增加占空比來提高電壓增益還會導致嚴重的反向恢復問題。采用電壓提升技術獲得高增益，但其拓撲結構的復雜度、成本、體積和損耗同時增加[11-14]。交錯變換器雖具有較高的電壓增益，但其工作模式和控制策略復雜[15-18]。

近年來，各種二次型Buck-Boost變換器不斷提出，以滿足工業發展的需求。MAKSIMOVIC D等提出較早的二次型Buck-Boost變換器，其所提二次型Buck-Boost變換器是將2種傳統的Buck-Boost變換器級聯起來，但是該二次型Buck-Boost變換器在占空比大于0.5的情況下，二極管將輸出電壓鉗制到輸入電壓，使得變換器只能工作在降壓模式，其應用范圍受到限制[19]。MIAO S等在傳統的Buck-Boost變換器結構中引入附加開關，提出一種二次型Buck-Boost變換器[20]。該變換器雖然結構簡單，但其輸出電流不連續，不連續的輸出電流增加輸出電容的電流應力，加劇輸出紋波電壓。ROSAS-CARO J C等學者從減小輸入紋波電流和輸出紋波電壓的角度分析，介紹不同拓撲的二次型Buck-Boost變換器[21-24]。但這些不同拓撲變換器都需要2個開關管，其控制電路需要采用浮地控制方式，增加控制電路的復雜性。

為了獲得更高的電壓增益和減小輸出紋波電壓，二次型變換器可以與電壓倍增器單元[25]及低通濾波器相結合的方式來提高電壓增益和減小輸出紋波電壓，其中前級使用二次型變換器級聯電壓倍增單元，后級采用電容和電感串聯組成的濾波單元。筆者在MAKSIMOVIC D等學者提出變換器的基礎上[19]，將傳統二次型Buck-Boost變換器和電壓倍增單元、低通濾波器級聯起來，提出一種改進二次型Buck-Boost變換器。該改進二次型Buck-Boost變換器與傳統二次型Buck-Boost變換器相比不僅增大輸出電壓增益，能夠工作于升壓和降壓模式，并且在同等輸出電壓的情況下降低了開關器件的電壓應力，同時該改進二次型Buck-Boost變換器輸出端級聯有低通濾波器，減小輸出紋波電壓。

1 傳統二次型Buck-Boost變換器

傳統二次型Buck-Boost變換器組成原理如圖1(a)所示，該變換器由輸入直流電源Vi，電感L1，L2，二極管D1～D3，電容C0，C1，開關管S和負載RL組成。

圖1 二次型Buck-Boost變換器及各狀態的等效電路

當開關管S導通時，二次型Buck-Boost變換器等效電路如圖1(b)所示。從圖1(b)可知，輸入電源Vi對電感L1充電，電感L1上的電流線性上升，電容C1儲存的能量對電感L2放電，使得電感L2線性上升。根據開關管S導通狀態的工作原理可得

(1)

當開關管S關斷時，其等效電路如圖1(c)所示。從圖1(c)可知，電感L1儲存的能量對電容C1放電、電感L1的電流線性減小。電感L2向電容C0和負載RL放電，L2電流線性下降。由開關管S關斷狀態的工作原理可得

(2)

由公式(1)、(2)，根據伏秒平衡原理可得

(3)

式中M為輸出與輸入之間電壓增益比，D表示占空比。從式(3)可知，當D>0.5時，變換器應處于升壓模式，其輸入端電壓V0大于Vi。但是從圖1(c)可知，在開關管S關斷狀態時二極管D2導通，輸出電壓鉗制到輸入電壓，從而導致變換器故障，使得傳統的二次Buck-Boost變換器只能工作于降壓模式。

2 改進二次型Buck-Boost變換器

在傳統二次型Buck-Boost變換器[19]的基礎上，將電壓倍增單元和低通濾波器引入傳統二次型Buck-Boost變換器，提出一種改進二次型Buck-Boost變換器。改進二次型Buck-Boost變換器的原理如圖2(a)所示。該改進二次型Buck-Boost變換器包括輸入電源Vi，電感L1～L3，開關管S，二極管D0～D4，電容C0～C3和負載RL組成。其中D3、D4、C2、C3構成電壓倍增單元，L3、C0為低通濾波器。從圖2(a)可以看出為了克服傳統二次型Buck-Boost變換器不能工作在升壓模式的缺點，改進二次型Buck-Boost變換器通過在輸入端串接二極管D0方式來防止輸出電壓鉗制到輸入電壓，保證改進二次型Buck-Boost變換器能夠工作于升壓模式。

圖2 改進二次型Buck-Boost變換器及各狀態的等效電路

為了更加詳細分析改進二次型Buck-Boost變換器的工作原理，簡化分析過程，假設

1)電路中所有的電感、電容、二極管和開關管均為理想器件。

2)電路中的電容參數值足夠大。

3)電路工作于連續導電模式(CCM)。

4)電容C2=C3=C。

根據開關管S開通和關斷狀態可得2種不同的等效電路，其等效電路分別如圖2(b)和圖2(c)所示，由于變換器中電壓倍增單元中的電容C2和C3有相同的電壓值，故此電容C2和C3上的電壓值可以用VC來表示，即VC2=VC3=VC。2種工作狀態工作原理如下

狀態1(0～DTs)：開關管S導通，從圖2(b)可知，輸入電源Vi電感L1供電，電容C1儲存能量對電感L2供電。與此同時，電容C2，C3儲存能量和電容C1儲存能量串聯起來給電感L3和負載RL供電。在狀態1模式下，電感L1～L3的電流線性上升。由狀態1的原理可得

(4)

(5)

狀態2(DTs～Ts)：開關管S關斷，由圖2(c)可知電感L1儲存的能量向電容C1釋放，電感L2，L3儲存的能量共同給電容C2，C3和負載RL供電，電容C2和C3并聯充電，因此可知VC2=VC3=VC。在狀態2模式下，電感L1～L3的電流線性下降。由狀態2的原理可得

(6)

(7)

根據伏秒平衡原理，由公式(4)、(6)可得電容電壓和輸出電壓的表達式為

(8)

由式(8)得改進二次型Buck-Boost變換器的電壓增益比為

(9)

圖3 改進二次型變換器和其他變換器電壓增益比與D曲線

由公式(5)、(7)，根據安秒平衡原理，可得電感L1～L3的平均電流為

(10)

2.1 開關管器件的電壓應力

當開關管S關斷時，由于二極管D0，D2在降壓和升壓模式時工作狀態不同，導致了開關管S在降壓和升壓模式電壓應力也不相同。

當改進二次型Buck-Boost變換器工作在降壓模式時，在開關管S關斷時，由于輸入端電壓Vi大于VC1和輸出電壓V0，使得二極管D0導通，二極管D2截止，此模式下開關管S的電壓應力VS-down為

(11)

(12)

在開關管S關斷狀態時，由于二極管D0和D2在降壓和升壓時工作狀態不同，導致了二極管D0和D2在降壓和升壓模式電壓應力也不相同。

當改進二次型Buck-Boost變換器工作在降壓模式時，由開關管降壓模式原理可得二極管D0～D4的電壓應力VD0-down～VD4-down分別為

(13)

當改進二次型Buck-Boost變換器工作在升壓模式時，同理得二極管D0～D4的電壓應力VD0-up～VD4-up分別為

(14)

2.2 開關管器件的電流應力

當改進二次型Buck-Boost變換器工作降壓和升壓模式時，雖然二極管D0，D2在開關管S關斷時工作狀態不同，但是由于二極管D0，D2在開關管S關斷時都不能構成回路，故此對流過開關管S的電流不產生影響。由狀態1可得開關管S電流應力為

(15)

同理，由狀態1和狀態2的工作原理可得流過二極管D0～D4的電流應力為

(16)

2.3 電感電流紋波分析

由狀態1并考慮公式(4)、(8)可得電感L1～L3的電流紋波為

(17)

式中，fs為開關管的開關頻率。

設流過電感L1～L3的最小電流分別為L1V～L3V，由公式(10)和公式(17)可得

全區設立有自治區級、市級、縣級、鄉鎮四級社會保險征收服務機構，而稅務部門根據稅源變化的特點，已收縮鄉鎮征收機構，大多集中到縣級，對城鄉居民養老保險和醫療保險，尤其鄉鎮居民保險的征收管理帶來一定程度的不便。

(18)

當變換器工作在臨界條件模式(BCM)時，流過電感的最小電流等于零，由(18)式可得電感L1～L3的臨界電感值L1B～L3B為

(19)

由(19)式可得當L1>L1B，L2>L2B，L3>L3B時，改進二次型Buck-Boost變換器工作于CCM；否則，工作于DCM。

2.4 電容紋波電壓分析

由改進二次型Buck-Boost變換器工作原理并考慮式(5)和式(10)得電容C0～C3的紋波電壓為

(20)

由式(20)可知，當輸出電壓V0，電容C0～C3，占空比D，開關頻率fs和負載RL已知的情況下可以計算出電容C0～C3的紋波電壓。同理由已知C0～C3的紋波電壓及其他條件時，也可以求出C0～C3的電容值。

3 不同拓撲結構比較

表1給出了傳統Buck-Boost變換器、傳統二次型Buck-Boost變換器[19]、文獻[20]的變換器和改進二次型Buck-Boost變換器在組件數量、電壓增益、電壓應力等方面的比較。假設變換器中所有元件是處于理想狀態，并且都工作在電感電流連續導電模式。從表1可以看出，改進二次型變換器電壓增益比明顯高于傳統Buck-Boost變換器和文獻[19]、文獻[20]的變換器，且在同等輸出電壓的情況下開關器件的電壓應力明顯減小。與傳統二次型Buck-Boost變換器[19]相比，傳統二次Buck-Boost變換器只能工作于降壓模式，而改進二次型Buck-Boost變換器可以工作于降壓和升壓模式。與文獻[20]二次型Buck-Boost變換器對比，雖然器件數量增加，但是改進二次型Buck-Boost變換器只需要一個開關管，而文獻[20]變換器則需要2個開關管，考慮額外開關管的相關費用和其復雜的控制電路，這將導致文獻[20]變換器的成本增加。另外所提改進二次型Buck-Boost變換器電壓增益是文獻[20]變換器的2倍，且改進二次型變換器輸出端級聯低通濾波器，具有連續的輸出電流，減小了輸出電壓紋波。

表1 變換器之間的比較

通過與傳統Buck-Boost變換器、傳統二次型Buck-Boost變換器[19]、文獻[20]對比，改進二次型Buck-Boost變換器具有較好的性能。

4 實驗分析

4.1 仿真實驗驗證

為了驗證改進二次型Buck-Boost變換器上述的理論分析，利用PSIM軟件建立改進二次型Buck-Boost變換器的仿真電路模型，對改進二次型Buck-Boost變換器在降壓和升壓模式下進行仿真實驗驗證，仿真實驗參數等同于實驗參數。

圖4給出改進二次型Buck-Boost工作于降壓模式下的仿真實驗波形。圖4(a)顯示電感電流及觸發脈沖波形，由電感L1～L3的電流波形可知改進二次型Buck-Boost變換器工作于CCM模式，電感L1～L3的平均電流值分別為2.37，2.49，1.07 A。電感L1～L3的紋波電流分別為0.20，0.30，0.64 A。電感L1～L3的電流平均值及紋波電流值分別與公式(10)和公式(17)的計算結果一致。由4(b)的波形可得二極管D0～D4電壓應力值分別為0，20，40，13.4，13.4 V，開關管S的電壓應力為20 V。由降壓模式下公式(13)和公式(11)計算出二極管、開關管的電壓應力值與仿真輸出結果一致。由圖4(c)波形可得輸出電壓的平均值為10.67 V，電容C1～C3電壓平均值分別為8，5.3，5.3V，電容C1～C3電壓紋波為分別為0.13，0.18，0.18 V。其電容電壓及輸出電壓平均值與公式(8)計算結果一致，電容紋波值公式(20)計算結果相吻合。

圖4 改進二次型Buck-Boost變換器降壓模式下實驗波形(D=0.4)

類似于降壓模式，圖5給出改進二次型Buck-Boost工作在升壓模式下的仿真實驗波形。從圖5(a)電感L1～L3的電流波形圖可以看出改進二次型Buck-Boost變換器工作于CCM模式。同時從圖5(a)可得電感L1～L3的電流平均值分別為8.13,4.33,1.07 A，電感L1～L3的紋波電流分別為0.30,0.98,2.17 A。從圖5(b)可以看出，二極管D0～D4電壓應力值分別為15,30,0,45,45 V，開關管S的電壓應力為45 V。從圖5(c)波形可得，輸出電壓的平均值為54 V，電容C1～C3電壓分別為18,27,27 V，電容C1～C3紋波電壓為分別為0.29,0.28,0.28 V。所有這些仿真結果與相應公式(10)、(17)、(14)、(12)、(8)、(20)的理論計算相吻合。

綜上所述，從圖4、圖5的波形分析可得，仿真輸出的波形與理論計算的結果一致，仿真實驗驗證理論分析的合理性和正確性。

圖5 改進二次型Buck-Boost變換器升壓模式下實驗波形(D=0.6)

為了更進一步地說明改進二次型Buck-Boost變換器優于傳統的二次型Buck-Boost變換器的性能，筆者在降壓模式下對改進二次型Buck-Boost變換器與傳統的二次型Buck-Boost變換器的輸出電壓紋波、輸出電壓及開關管的電壓應力進行仿真分析，電路的仿真實驗參數見表2，當占空比均為D=0.4時，改進二次型Buck-Boost變換器與傳統二次型Buck-Boost變換器輸出紋波電壓及輸出電壓波形分別如圖6(a)和6(b)所示，從圖6(a)可以看出，在同等占空比的情況下，傳統二次型Buck-Boost變換器輸出紋波電壓值近似為改進二次型Buck-Boost變換器輸出紋波電壓值的3倍。從圖6(b)可以看出在占空比均為0.4的情況下，改進二次型Buck-Boost變換器輸出電壓大于傳統二次型Buck-Boost變換器，且與理論分析一致。

圖6 兩類變換器輸出紋波電壓及輸出電壓的對比波形

當輸出電壓均為5.33 V時，傳統二次型Buck-Boost變換器的占空比為0.4，改進二次型Buck-Boost變換器占空比為0.321。在同等輸出電壓的情況下，2種變換器的開關管的電壓應力波形如圖7所示。從圖7可得在同等輸出電壓情況下，改進二次型Buck-Boost變換器開關管的電壓應力明顯降低。

圖7 兩類變換器開關管的電壓應力對比波形

4.2 實驗驗證

為了從實驗的角度分析改進二次型Buck-Boost變換器優于傳統二次型Buck-Boost變換器的性能，設計了變換器的實驗樣機，電路的實驗參數見表2，當占空比D=0.4時，改進二次型Buck-Boost變換器與傳統二次型Buck-Boost變換器輸出紋波電壓及輸出電壓實驗波形分別如圖8(a)和8(b)所示。從圖8(a)可以看出傳統二次型Buck-Boost變換器輸出紋波電壓值遠大于改進二次型Buck-Boost變換器輸出紋波電壓值。從圖8(b)可以看出，在相同占空比下，改進二次型Buck-Boost變換器輸出電壓明顯高于傳統二次型Buck-Boost變換器輸出的電壓，且與理論結果一致。