基于GaN的高頻Boost變換器優化設計

王忠杰 王議鋒 陳 慶 陳 博 王 浩

基于GaN的高頻Boost變換器優化設計

王忠杰1王議鋒1陳 慶2陳 博1王 浩3

（1. 天津大學智能電網教育部重點實驗室 天津 300072 2. 國網江蘇省電力有限公司 南京 211000 3. 天津工業大學電工電能新技術天津市重點實驗室 天津 300387）

該文圍繞同步整流型Boost拓撲效率提升這一關鍵問題展開研究。作為Boost變換器三種工作模式之一，臨界導通模式（BCM）下的Boost變換器可以實現主功率開關的零電壓開通或谷底開通以及續流管的零電流關斷，有助于提升變換器效率。此外，采用同步整流技術可進一步減小傳統續流二極管的導通損耗。該文從BCM下的參數設計出發，重點研究變換器的死區時間配置方法。該方法理論上減小了內部體二極管的導通損耗，在輸出電流較大的情況下，有助于進一步提升變換器效率。此外，還總結Boost變換器的主要損耗計算方法。最后，利用GaN功率開關器件，搭建一臺額定功率為500W的實驗樣機，其峰值效率達到了98%，功率密度達到了96W/in3（1in3=1.638 71×10-5m3）。實現了高效、高功率密度的設計目標，驗證了理論分析的正確性。

Boost變換器 同步整流 死區配置 效率

0 引言

隨著電力電子技術的不斷發展，對電力電子裝備的高效、高功率密度的應用需求不斷提高。為了同時滿足這些需求，各國學者開始向高頻領域進行探索，并試圖在改進拓撲結構、控制算法、磁集成技術及應用新型寬禁帶器件等研究領域尋求突破。在寬禁帶器件中，與傳統硅器件相比，氮化鎵（Gallium Nitride, GaN）器件憑借其較低的通態電阻以及更快的開關速度等優越性能[1]，可以實現高頻、高效、高功率密度的技術要求，為實現變換器高頻小型化提供了可能。

在此技術背景下，傳統變換器拓撲高頻化具有重要的研究價值[2]。Boost變換器由于拓撲結構簡單、可靠性較高，在航空航天、新能源發電和綠色照明等領域得到了廣泛應用。但其高頻化也給變換器整體效率帶來了負面影響。

Boost變換器有三種工作模式：電流連續導通模式（Continuous Conduction Mode, CCM）、電流臨界導通模式（Boundary Conduction Mode, BCM）和電流斷續導通模式（Discontinuous Conduction Mode, DCM）[3-5]。相比于CCM和DCM，BCM Boost變換器在中小功率場合具有較大的應用價值[6]，其主要優勢有：①可實現主功率開關的零電壓開通（Zero Voltage Switch, ZVS）或谷底開通（Valley Switch, VS）與續流二極管的零電流關斷（Zero Current Switch, ZCS），可有效降低器件的開關損耗[7-9]；②采用峰值電流模式（Peak Current Mode, PCM）控制或恒導通時間（Constant On-Time, COT）控制，控制環路簡單、易于實現[10-11]。

值得注意的是，由于高頻采用GaN開關器件，存在反向導通壓降較大的問題，幾乎達到普通硅管的兩倍，在流通電流較大的情況下，GaN的反向導通損耗將嚴重影響變換器的整體效率與性能。為進一步優化高頻條件下的變換器效率，通常采用同步整流技術來代替傳統續流二極管。但是，傳統的同步整流方法通常利用開關管內部體二極管的續流鉗位過程來實現軟開關，死區時間設置較為保守，無法充分發揮拓撲及開關管的潛力。對于同步整流型Boost變換器，死區時間的精確配置將影響到變換器的工作效率。如何精確配置死區時間，最大化變換器的運行效率是一個尚待深入研究的問題。

本文主要基于BCM下的Boost變換器進行研究，首先對主要功率器件的參數設計進行了理論分析，提出一種通過調節變換器的工作頻率來保持BCM的控制方法。此外，為進一步提升變換器整體工作效率，基于GaN器件在500kHz高頻場景下，用同步整流的控制方法代替傳統GaN開關管反向續流模式，從理論層面上對兩個功率開關的死區配置時間進行深入研究，并結合變換器的具體工作模態，對死區具體時間設置進行優化。該優化方法可以極大地抑制GaN功率開關器件的反向導通損耗。這對GaN功率開關而言具有重要意義，特別是在輸出電流較大的情況下。最后，本文對高頻條件下整個變換器的主要損耗進行了理論分析并基于GaN功率開關器件，搭建了一臺額定功率為500W的實驗樣機進行了相關實驗。實驗驗證了BCM維持控制和死區配置的可行性與理論分析的準確性。最終，變換器峰值效率達到了98%，功率密度達到了96W/in3（1in3=1.63871×10-5m3），實現了高效、高功率密度的設計目標。

1 Boost臨界導通模式參數設計

圖1所示為同步整流型Boost變換器拓撲結構，主要包括功率電感、主功率開關Q1、續流開關Q2、輸入輸出電容in和o等。BCM下的參數設計主要包括功率電感設計、功率開關管設計及輸出濾波電容設計等，接下來將逐一對其進行詳細分析。

圖1 同步整流型Boost變換器拓撲結構

1.1 功率電感設計

圖2所示為BCM下的電感電流波形，其電流平均值為

圖2 BCM下電感電流波形

根據電感的伏秒平衡原理，有

式中，in為輸入電壓；o為輸出電壓；on為Q1的導通時間；off為Q2的導通時間。則有

式中，為導通占空比；為開關周期。

在Boost變換器中，流經電感的電流即為輸入電流，輸出端的邊界平均電流為

其中

當輸出電流大于臨界電流時，即

此時，Boost變換器將工作在BCM。

1.2 功率開關管設計

主功率開關Q1及同步整流開關Q2的選擇主要考慮其所能承受的電壓以及電流額定值，在此基礎上盡量選擇導通電阻較小的型號來減小其導通損耗。

當Q1關斷、Q2導通時，Q1漏源極承受的最大電壓為o；當Q1導通、Q2關斷時，同步整流管Q2漏源極承受的最大電壓也是o。由圖2的電感電流波形可知

1.3 輸出濾波電容設計

輸出端電壓o含有脈動分量[12]，根據安秒平衡原理，可將脈動分量表示為

通常情況下，電容的容量越大，容抗越小，濾波效果會更好。但在高頻工作條件下，電容自身和引線會產生寄生電感，這時需要考慮出現LC串聯諧振的現象，即所謂的電容“自諧振”。電容在諧振頻率以下表現為容性，在諧振頻率以上表現為感性，此時的電容濾波去耦作用逐漸減弱。電容的等效阻抗隨頻率的增加，先減小后增加，等效阻抗在串聯諧振處達到最小值，即為電容內部的等效串聯電阻（Equivalent Series Resistance, ESR）。電容的等效串聯電感（Equivalent Series Inductance, ESL）主要是由內部的電流引起的，使用多個電容并聯的方式可以降低電容的ESL影響，從而改善高頻工況下的輸出濾波效果。

1.4 BCM下參數約束關系

雖然BCM下，電感電流的紋波較大，但考慮到變換器的整體工作效率，在整個負載變化范圍內，將變換器設置在BCM下工作可保證其效率始終維持在較高水平。由式（5）可知，當變換器的輸入、輸出電壓以及電感參數確定時，通過調整開關周期的大小，即改變開關頻率，可保證變換器隨著負載變化始終工作在BCM。

BCM下，變換器工作頻率s與輸出功率out之間的關系為

在輸出電壓150V，電感20mH條件下，得到BCM下輸出功率與工作頻率的關系，如圖3a所示。依據式（10）可得

對于恒功率輸出而言，在150V輸出電壓，500W輸出功率條件下，得到BCM下，功率電感與頻率的關系，如圖3b所示。

2 死區時間優化設計

為進一步提升變換器的效率，有必要對同步整流型Boost變換器的死區時間進行精確分析。考慮到功率開關寄生參數的影響，其拓撲如圖4所示，gs、gd、ds分別為柵源極、柵漏極和漏源極間的寄生電容。

圖4 考慮開關寄生電容的拓撲

假設此時Q2處于導通狀態、Q1處于關斷狀態。1時刻，Q2的驅動電壓降為0時，其輸入電容通過門極驅動電阻進行放電。此時Q2柵源極之間的電壓表達式為

式中，GG為門極驅動電壓；1為Q2門極驅動電壓為0時刻；g為門極驅動電阻；iss為Q2的輸入電容，iss=gs+gd。

Q2關斷時內部溝道與體二極管的轉換如圖5所示。圖5a中，箭頭代表電流方向。在gs2下降到Q2的閾值電壓th之前，Q2內部溝道一直處于導通狀態；圖5b中，2時刻，gs2下降到Q2的閾值電壓th，內部溝道完全關斷，電流轉移到體二極管進行續流。由式（12）計算出1～2時刻的時間差。考慮到實際的門極驅動信號存在一定的下降延時，可得

式中，th為開通閾值電壓；f為驅動信號下降延時。

圖5 Q2關斷時內部溝道與體二極管的轉換

由圖5b可知，當開通死區時間較長時，體二極管的續流導通時間將會延長，在輸出電流較大的情況下會影響變換器的效率。因此，Q1開通前的死區設置目標應該是將原本流經Q2體二極管的電流轉移到Q1的導通溝道內。具體過程為3時刻，Q1門極施加驅動電壓GG，通過門極驅動電阻g對其輸入電容iss進行充電，Q1的柵源電壓計算表達式為

式中，3為Q1門極驅動電壓GG施加時刻。

當gs1未達到其閾值電壓th，即4之前，Q1并未開通，該階段即為Q1的開通延遲時間。此階段時間為

考慮到實際的門極驅動器的上升時間r較長，文獻[13]中指出，實際開通延遲時間可表示為

式中，r為驅動信號上升延時。

電感電流從Q2體二極管轉移到Q1內部溝道如圖6所示。圖6a中，gs1上升到閾值電壓th后，電感電流開始從Q2的體二極管轉移到Q1的導通溝道。圖6b表示經過一段時間后，電感電流完全轉移到Q1溝道內部。

綜合圖5和圖6的分析過程，Q1的最佳開通死區配置時間為

將式（13）、式（15）、式（16）代入式（17）可得Q1開通期間的死區時間為

基于類似的分析方法，分析Q1關斷至Q2開通的過程。經過關斷延時后，5時刻，Q1的驅動電壓降為0。gs1開始下降，即

式中，5為Q1門極驅動電壓為0時刻。

Q1導通溝道內的電流為

式中，fs為Q1的跨導。

輸出電容上的充電電流為

式中，max為功率電感電流峰值；oss1、oss2分別為Q1和Q2的輸出寄生電容。

Q1關斷、Q2導通關鍵模態如圖7所示。圖7a中，當gs1下降到閾值電壓th，ch1下降到0時，Q1溝道處于完全關斷狀態，但是輸出電容在電感電流峰值Imax作用下繼續充電，直到電容電壓達到輸出電壓o。

通常情況下，Q2的死區時間設置較為保守，即利用圖7b的體二極管續流鉗位來實現Q2的軟開關，但由此帶來了額外的體二極管導通損耗。為減小該部分損耗，在Q1輸出電容電壓達到o時，應立即給Q2驅動信號，即進入圖7c所示工作模態。這樣既保證了Q2的軟開關實現，同時也極大地減小了其體二極管導通損耗。

結合式（19）～式（21），考慮到文獻[13]中指出的Q2開通延遲時間，可得Q2的最佳開通死區時間配置為

本文結合GaN System公司的GS66516B型GaN開關管和Si8273門極驅動芯片，具體參數見表1，設計了500W額定功率下的優化死區時間。對于同步整流型Boost變換器，Q1的開通延遲時間需要保證避免“直通”現象的發生，Q2的開通延遲時間要保證其寄生電容已經放電完畢，當其驅動信號到來時，漏源極電壓已經下降到零，確保軟開關的實現。

表1 GS66516B和Si8273部分參數

Tab.1 Some parameters of GS66516B and Si8273

結合表1中的有關參數，利用式（18）、式（22）可得優化死區時間，見表2。

由于采用的C2000系列DSP控制器的死區時間設置無法與理論計算精確對應，為保證變換器的安全穩定，將Q1和Q2的死區配置時間均設置為20ns。

表2 死區時間理論計算

Tab.2 Theoretical calculation of dead time

3 損耗分析

在對同步整流型Boost變換器的參數進行充分優化的基礎上，對變換器的主要損耗進行理論分析計算。當開關頻率較高時，GaN功率器件的開關損耗占據了相當一部分比重，除此以外，功率電感的磁心損耗和繞線銅耗也占據了較大比重[14-15]。由于GaN功率開關的內部導通電阻較小，相對來說，其導通損耗占據的比重較小。除此以外，主要是輸入、輸出濾波電容的等效串聯電阻的損耗，本文將對這些損耗主要成分進行詳細分析。

3.1 功率開關管損耗

功率開關產生的開關損耗主要是由于電壓和電流在開通或者關斷的極短時刻內有交叉而引起的，其損耗也需要依據交越波形來計算。

功率開關開通和關斷過程如圖8所示。圖8a開通過程中，電流上升到p1后，此時電流的上升斜率（p1～p2段）相對于0～p1這一瞬間是非常緩慢的，可以近似把上升到p1之后繼續上升的斜率認為是0，電流保持p1不變。

開通時，交越時段內電壓、電流表達式分別為

圖8 功率開關開通和關斷過程

開通損耗為

式中，交越時間1可根據功率開關管相關的數據手冊提供的柵極總電荷量來進行計算。

開通期間驅動電流表達式為

式中，CC為柵極實際驅動電壓；sp為米勒平臺電壓；Gon為柵極開通驅動電阻。交越時間1表達 式為

式中，G為柵極電荷，可由數據手冊獲取。

與開通損耗的計算方法類似，圖8b所示的關斷過程損耗計算公式為

關斷期間驅動電流表達式為

式中，Goff為柵極關斷驅動電阻。

交越時間2表達式為

結合圖2所示BCM下電感電流波形，流經Q1的電流有效值為

流經Q2的電流有效值為

所以開關管的導通損耗為

式中，rms為流經開關管的電流有效值；on為開關管內部通態電阻。

3.2 功率電感損耗

考慮到變換器的效率和功率密度要求，所選取的磁心材料在額定工作頻率下產生的損耗和溫升要限制在一定范圍內。電感損耗通常包括磁心損耗、繞線銅耗。文獻[16]對Boost變換器的磁心損耗計算進行了詳細分析，指出了渦流損耗與變換器占空比之間的關系。在實際應用當中，可利用斯坦梅茨公式對單位體積的磁心損耗進行整體估算。表達式為

式中，、、m、2、1、為斯坦梅茨系數，可以通過查閱磁心材料的數據手冊獲取；s為變換器開關頻率；max為最大磁通密度。

電感繞線產生的銅耗主要是指電感電流有效值rms_L在電感直流電阻上產生的壓降損耗。電感電流()可用如下分段函數表示為

依據式（35）可得電感電流有效值計算表達 式為

所以電感銅耗為

式中，DC為電感內部直流電阻。

4 實驗驗證

為驗證所提出的調節變換器的工作頻率來保持BCM的控制方法以及死區配置對變換器的效率影響，本文搭建了一臺輸入電壓65V，輸出電壓135V，額定功率為500W的實驗樣機，同步整流型Boost變換器樣機如圖9所示。

圖9 同步整流型Boost變換器樣機

圖10所示為負載變動時，通過調節變換器工作頻率來維持BCM的波形。從圖中可以看出，當負載較重時，可通過降低變換器開關頻率來維持BCM；當負載較輕時，可通過提升變換器開關頻率來維持BCM。負載變化時，維持BCM的實際頻率與理論計算值存在一定的偏差，主要是由于當負載變化時，功率電感值也會隨之產生一些微小變化。因此，在輸出電壓恒定的情況下，式（10）中的電感值可以依據其數據手冊提供的特性曲線和變換器實際輸出功率，進行實時計算調整，確保BCM的維持精度。

圖10 通過變頻維持BCM波形

Q1的零電壓開通波形如圖11所示，為實現主功率開關管Q1的ZVS，電感電流谷值需要稍微減小到零以下，這樣才能使其寄生電容充分放電。此時需要在BCM的理論計算頻率之上進行適當降頻，以保證Q1實現ZVS。

圖11 Q1的零電壓開通波形

死區優化前Q1的漏源極電壓如圖12所示。圖12b為死區時間優化前，主功率開關管Q1的漏源極電壓DS1波形。此時Q1的開通和關斷死區時間均設置為120ns。從圖中點畫線框內可以明顯看出，其內部體二極管的導通壓降疊加在輸出端電壓o上，從而帶來了一定的損耗。

圖12 死區優化前Q1的漏源極電壓

死區優化后Q1的漏源極電壓如圖13所示。圖13b為死區時間優化后，主功率開關管Q1的漏源極電壓DS1波形。此時Q1的開通和關斷死區時間均設置為20ns。從圖中點畫線框內可以明顯看出，其內部體二極管的導通過程基本完全消失，從而減小了體二極管導通損耗。

圖14給出了變換器在不同負載條件下的效率曲線。圖中實線代表經過死區優化的效率曲線，虛線代表未經死區優化的效率曲線。當負載較重時，經過死區時間優化后，變換器效率進一步提升，其最高轉換效率達到了98%。

圖14 不同負載下的效率曲線

5 結論

本文針對同步整流型Boost變換器效率優化問題，從BCM參數設計出發，提出一種通過調節變換器的工作頻率來保持BCM的控制方法。此外，重點研究兩個功率開關的死區配置計算方法。該方法理論上極大地抑制了功率開關的反向導通損耗，當負載較重時有助于變換器效率。最后，搭建了一臺額定功率為500W的實驗樣機。在整個負載變化范圍內，實現了變頻調節以維持BCM。另外，通過實驗對比，驗證了死區配置優化對變換器效率提升的積極作用，證明了理論分析的有效性。

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Optimal Design of High Frequency Boost Converter Based on GaN

11213

（1. Key Laboratory of Smart Grid of Ministry of Education Tianjin University Tianjin 300072 China 2. State Grid Jiangsu Electric Power Co. Ltd Nanjing 211000 China 3. Tianjin Key Laboratory of Electrical and Electronic Technology Tiangong University Tianjin 300387 China）

This paper focuses on the key issue of improving the efficiency of synchronous rectification Boost topology. As one of the three working modes, Boost converter in boundary conduction mode can achieve zero voltage turn-on or valley turn-on of the main power switch as well as zero current turn-off of the freewheeling switch, which helps to improve the efficiency of the converter. In addition, the use of synchronous rectification technology can further reduce the conduction loss of traditional freewheeling diodes. Based on the parameter design in BCM mode, this paper focuses on the dead time configuration method of the converter. This method theoretically reduces the conduction loss of the internal body diode and further improves the efficiency of the converter when the output current is large. In addition, the main loss calculation method of Boost converter is summarized. Finally, using the GaN power switching device, an experimental prototype with a rated power of 500W was built, and its peak efficiency reached 98% and the power density reached 96W/in3. The design goals of high efficiency and high power density were achieved, and the accuracy and correctness of the theoretical analysis were verified.

Boost converter, synchronous rectification, dead zone configuration, efficiency

TM46

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.L90327

國家重點研發計劃資助項目（2018YFB0904700）。

2020-07-09

2020-10-26

王忠杰 男，1997年生，碩士研究生，研究方向為高頻直流變換器及其控制。E-mail: 13921836821@163.com

陳 博 男，1989年生，博士，研究方向為多諧振直流變換器。E-mail: cb92614@126.com（通信作者）

（編輯 陳 誠）