考慮寄生振蕩的IGBT分段暫態模型對電磁干擾預測的影響分析

黃華震 仝 涵 王寧燕 盧鐵兵

考慮寄生振蕩的IGBT分段暫態模型對電磁干擾預測的影響分析

黃華震1仝 涵1王寧燕2盧鐵兵1

（1. 新能源電力系統國家重點實驗室（華北電力大學）北京 102206 2. 國網福建電科院 福州 350003）

絕緣柵雙極型晶體管（IGBT）開關過程的d/d和d/d是影響換流器電磁干擾（EMI）水平的主要因素。IGBT的寄生振蕩是高頻EMI的重要組成部分，振蕩頻點處會出現EMI峰值。該文提出一種考慮寄生振蕩的IGBT分段暫態模型，分析回路寄生參數和器件非線性電容對開關特性的影響，分別計算不同階段的電流和電壓變化率。搭建二極管鉗位感性負載測試平臺，獲取IGBT的電流和電壓波形，分析對比分段模型和實際波形的頻譜特性。最后，通過實驗驗證了模型中的振蕩過程是影響電流頻譜特性的關鍵，且采用器件電容gc的三段等效模型可以顯著提高電壓頻譜預測的準確度。該文提出的模型提高了IGBT干擾源頻譜的預測準確度，可用于評估實際換流器發射的EMI水平。

絕緣柵雙極型晶體管 分段暫態模型 寄生振蕩 頻譜

0 引言

絕緣柵雙極型晶體管（Insulated Gate Bipolar Transistor, IGBT）自1985年得到實際應用后，逐漸成為電力電子的主流器件[1]。經過三十多年的研究與發展，IGBT技術已經較為成熟，在直流輸電工程、鐵路、變速驅動器等領域得到了廣泛應用。近年來，以IGBT作為核心器件的模塊化多電平換流器（Module Multilevel Converter, MMC）柔性直流輸電技術發展迅速，在分布式能源并網、孤島供電、城市電網供電和多端直流電網等多種應用場合都具有重要意義[2-6]。然而，IGBT器件開關過程會產生快速變化的電壓和電流，其上升沿和下降沿包含很多高頻成分，通過傳導和輻射的耦合方式產生了不可忽略的電磁干擾（Electromagnetic Interference, EMI）問題[7-9]。隨著柔性直流輸電技術和電網建設的快速發展[10]，更高電壓、更大容量的IGBT將會成為直流電網建設的主流需求，同時會帶來更為復雜化的EMI問題。

對于電力電子換流器的EMI問題，通常會在換流器的輸入端插入EMI濾波器來抑制傳導干擾，以及通過屏蔽來減少輻射干擾水平[11-14]。在換流器開發結束后，加入濾波器或屏蔽等電磁干擾抑制裝置，通過電磁兼容測試，判斷該換流器是否滿足電磁兼容標準[15]。如果測試結果不滿足要求，需要對換流器的電磁干擾抑制措施做進一步的改善并重新測試，導致換流器開發周期的延長。因此，在電力電子換流器的設計開發階段，建立有效的電磁干擾模型來預測換流器系統的電磁干擾水平是很有必要的[16-17]。

IGBT的快速開關動作是功率換流器電磁干擾的主要來源，而開關過程的d/d和d/d是決定電磁干擾發射水平的關鍵參數[18]。對IGBT開關瞬態波形的調制也是抑制EMI的有效措施[19-20]。建立有效的干擾源模型是換流器EMI預測的關鍵。目前，針對結溫分析、損耗預測等需求的IGBT模型比較豐富，但針對EMI預測的IGBT模型并不完善。電壓和電流的變化速率是IGBT電磁干擾模型的主要關注對象。現有文獻通常采用較為簡化的階梯波形來模擬IGBT的開關過程，該建模方法包含的有效頻率成分很少，導致模型的EMI預測準確度較低，適用頻率范圍較窄。文獻[21]采用改進的S階梯波代替IGBT的電壓變化過程，可以有效抑制EMI的高頻分量，但是與實際開關波形差異較大，模型的EMI預測效果未得到實驗的驗證。IGBT的開關特性受到自身的器件參數以及外部電路參數的影響，暫態過程非常復雜，不能將其開關過程用單一斜率的d/d和d/d來表示[22]。采用曲線擬合的方式對IGBT進行建模能夠得到較好的模型準確度，但該建模方法在不同工況條件下的適用性較差[23-25]。此外，回路中寄生電感與電容的相互作用會在IGBT開關過程中引入高頻振蕩，使得EMI問題更為嚴重。

本文首先按照不同的時間階段對IGBT的開關暫態波形進行建模分析，考慮了寄生參數和器件電容變化對開關特性的影響，并分別計算了不同階段的d/d和d/d。為了有效地反映寄生振蕩現象對EMI特性的影響，模型中合理地考慮了IGBT的開通振蕩過程。最后搭建了二極管鉗位感性負載測試平臺，通過實驗驗證了電壓電流分段模型可有效用于IGBT開關過程的電磁干擾特性預測，并分析了寄生振蕩和gc對頻譜特性的影響。

1 IGBT開關等效電路

為了詳細分析IGBT的開關暫態過程及影響參數，采用如圖1所示的二極管鉗位感性負載電路，該電路考慮了所有影響IGBT開關特性的器件自身參數與外部電路參數。圖中，g為柵極電壓，g為柵極驅動電阻，g和e分別為柵極電感和發射極電感，包括外部電路和器件自身封裝引入的電感；e對柵極-發射極電壓ge有反饋作用，因此對IGBT的開關特性影響較大；c1為器件內部和電路板布線引入的集電極電感，c2為母排路徑引入的電感，總集電極電感c=c1+c2；loop為開關回路的總寄生電阻；為了分析開關過程引入的寄生振蕩問題，二極管自身的結電容D與負載電感引入的寄生電容L是不可忽視的，電流過沖階段電容F=D+L；dc為母線電壓，bus為母線電容。

IGBT的開關特性主要取決于柵極-發射極電容ge、柵極-集電極電容gc和集電極-發射極電容ce的充放電過程。因此，器件電容的等效模型會很大程度地影響IGBT的建模精度。其中，ge主要由柵極-發射極金屬電容和氧化層電容組成，其電容值可認為是一個固定值，不隨器件電壓的變化而變化。然而，gc和ce的電容值會隨著器件集電極電壓的變化而變化，尤其是柵極-集電極電容gc，對IGBT的柵極電壓具有反饋調節作用，是IGBT動態建模的關鍵[26]。gc和ce隨電壓的變化過程可以表示為()=0/(1+/)，參數和從電容-電壓的關系曲線獲取，0為電壓為0時的電容值。由于電容的變化主要集中在幾十伏的電壓范圍內，本著簡化模型的目標，通常將gc和ce等效為兩個離散值，器件電容的等效模型如圖2所示。具體的電容值及約束條件見表1。其中，gc2gc1，ce2ce1。上述電容的等效模型簡單描述了IGBT的非線性開關過程，但模型的誤差還需要進一步分析。

圖1 IGBT開關等效電路

圖2 器件電容的等效模型

表1 器件電容的等效值

Tab.1 The equivalent value of device capacitances

2 IGBT分段暫態模型

基于圖1所示的IGBT開關等效電路，對IGBT的開關暫態過程進行詳細建模，建模過程考慮了所有寄生參數以及器件非線性電容的影響。d/d和d/d是影響換流器EMI水平的關鍵因素，開關過程在不同階段的d/d和d/d會對EMI水平有不同程度的影響。同時，IGBT開關速度較快時，回路中寄生電容和電感的相互作用使得開關過程結束后出現寄生振蕩現象，在振蕩頻點附近造成較大的EMI峰值，需要重點考慮。因此，本文分階段分析IGBT的電壓和電流變化速率，每個階段采用單一的d/d和d/d來表示，考慮IGBT的開通電流振蕩過程，建立了考慮寄生振蕩的IGBT分段暫態模型。圖3所示為IGBT分段開關波形。

圖3 IGBT分段開關波形

2.1 開通暫態模型

2.1.1 開通延時

圖3a為IGBT的開通波形分段示意圖。1時刻，門極驅動電壓從負壓-goff跳變為正壓gon時，gon開始給輸入電容iss(iss=ge+gc)充電直至IGBT的柵極-發射極電壓ge達到閾值電壓th。ge的充電方程為

式中，on為開通延時，on=g(ge+gc1)。

2.1.2 電流上升

ge在2時刻達到閾值電壓th，IGBT開始導通，集電極電流開始快速上升。該階段IGBT的集電極電流c可表示為

式中，fs為IGBT的跨導。

為了進一步求解2～3階段的電流上升率，列寫柵極電流g和驅動回路的電壓方程（忽略柵極電感的影響）為

式中，gc為柵極-集電極電壓；ige為流過ge的電流。

由于回路中寄生電感的存在，快速變化的電流在寄生電感上產生壓降，導致器件電壓也會有部分下跌。

式中，ce為集電極-發射極電壓；e為發射極電流。

聯立式（2）～式（6），可得關于ge的二階常系數齊次線性微分方程為

式中，=fsggc(c+e)+ege；=fse+g(ge+gc)，gc=gc1。

其中

結合式（2）和式（8），可知2～3階段的集電極電流上升斜率[27]為

對式（9）進行泰勒級數展開，求得達到穩態電流時的電流斜率如式（10）所示，并用該電流斜率作為2～3階段IGBT的電流上升速率。

式中，gc=gc1。

當集電極電流達到穩態電流L后，會出現電流過沖現象。為了避免二極管反向恢復過程給IGBT帶來的電流過沖損壞，本文采用碳化硅肖特基二極管，但二極管的結電容和負載電感的寄生電容也會造成IGBT開通過程的電流過沖現象。如圖1所示，二極管和負載電感引入的總電容為F=D+L，電流過沖階段電容F的電壓F和電流F分別為

因此，電流c從L上升至峰值電流p所需的時間為

結合式（10）和式（12），IGBT開通過程中的電流過沖值為

根據p和電流上升斜率，可以求得電流上升時間2～3。因此，該階段電壓的下降斜率為

2.1.3 電壓下降

1.晚餐為人體提供能量。晚餐和早餐、午餐一樣，都可以為人體提供能量。不吃晚餐，胃酸也會照常分泌，但因為沒有食物提供分解，長此以往，胃酸會傷害胃黏膜，久而久之，很容易導致胃黏膜糜爛、潰瘍，抵抗力減弱。所以，胃不好的人，三餐要按時吃。

3時刻IGBT的電流達到最大值p，然后二極管反向偏置，集電極電壓開始快速下降。3～4階段為米勒平臺階段，器件的柵極-發射極電壓變化很小，柵極電流全部流過gc。該階段電壓的下降斜率[18]可以表示為

式中，gc=gc1。

2.1.4 開通電流振蕩

3時刻后，開關回路中寄生電感和寄生電容互相作用，導致IGBT的電流過沖會有一段振蕩衰減的過程。器件在開通狀態時可等效為短路，因此開通振蕩等效電路如圖4所示，令loop=e+c1+c2。電流過沖會在RLC電路中呈指數規律衰減，開通振蕩階段的器件電流為

式中，b =Rloop/(2Lloop)；w =[1/(LloopCF)-b2]1/2。因此，開通振蕩頻率f=w/(2p)，振蕩頻率主要受回路寄生電感Lloop和寄生電容CF的影響。電流過沖的衰減速度由回路電阻Rloop和Lloop共同決定。

2.2 關斷暫態模型

2.2.1 關斷延時

對IGBT的關斷暫態過程進行分段建模。圖3b為IGBT的關斷波形分段示意圖。5時刻，驅動電壓從正壓gon跳變為負壓-goff，并通過柵極電阻和輸入電容給IGBT的柵極-發射極電壓ge放電，直到ge下降至米勒平臺電壓。ge的放電方程為

式中，on為關斷延時，on=g(ge+gc2)。

6～9階段為電壓的上升階段。該階段ge保持平臺電壓不變，柵極電流主要給gc充電?；趫D2所示的離散電容模型，將該階段IGBT電壓上升過程分為6～7和7～9兩個階段：6～7階段，gc=gc2；7～9階段，gc=gc1。兩個階段的電壓上升速率為

因此，電壓上升階段的前半段電壓上升速率較小，后半段隨著電壓的增大其上升速率也增大。7時刻后，由于電壓的快速上升，使二極管和負載電感的寄生電容上開始流過電流，IGBT集電極電流會有部分下跌。7～8階段的電流下降斜率可以表示為

2.2.3 電流下降

8時刻，ce上升到母線電壓，續流二極管正向偏置，開始為電感電流提供續流通路，因此器件電流c開始快速下降。該階段ge從米勒平臺電壓開始下降，驅動回路方程為

對于IGBT關斷過程電流快速下降階段的分析方法與2～3階段相同。聯立式（2）、式（3）、式（5）、式（6）和式（20），可得

式中，miller為米勒平臺電壓，miller=th+L/fs。

因此，該階段的電流下降斜率[27]為

對式（22）做泰勒級數展開，可得8～9階段的電流下降斜率為

寄生電感與快速變化的電流會導致關斷過程的電壓過沖，電壓峰值為

2.2.4 拖尾電流

9時刻后，集電極電流c不會立刻降為0，而是進入緩慢減小的拖尾電流階段。隨著拖尾電流緩慢下降，ge也繼續下降，直到IGBT完全關斷。通常采用指數函數[24]來模擬拖尾電流的下降過程為

式中，為初始拖尾電流與穩態電流的比值；tail為拖尾時間常數。

拖尾現象與IGBT的制造技術、電荷載流子壽命、結溫等條件有關，因此式（25）的相關參數取決于IGBT芯片的內部結構，無法基于外部電路模型分析拖尾電流特性。通常需要借助實驗波形對拖尾電流過程進行建模。根據關斷電流特性，拖尾時間常數tail近似取為電流拖尾總時間tail的1/4[24]。本文中拖尾電流階段采用單一斜率進行建模，拖尾總時間從實驗波形中獲取。拖尾電流可表示為

需要注意的是，借助關斷電流波形對IGBT拖尾電流進行建模會降低電流模型的適用性。如圖3所示，2～3為電流快速上升階段，8～9為電流快速下降階段，這兩個階段的電流變化速率很快，是造成大量電磁干擾的主要原因。而拖尾階段電流呈現緩慢下降趨勢，該階段包含的高頻成分很少，對于電流模型的EMI預測準確度影響較小。在缺少實驗條件下，建議電流模型中可以忽略電流拖尾過程，電流從8時刻快速下降至0。

3 實驗平臺及參數提取

3.1 實驗平臺

為了驗證上述模型對IGBT產生EMI的預測分析，搭建了如圖5所示的二極管鉗位感性負載測試平臺，用于獲取IGBT的開關暫態波形。測試平臺采用光纖傳輸雙脈沖信號至驅動電路板，驅動芯片采用IXDI609SI，驅動電壓為+15V/-4V，確保IGBT能夠穩定地開通和關斷。母排電容由四個900V/ 50mF的薄膜電容并聯組成，由直流電源對母排電容充電提供測試平臺所需的電壓要求。IGBT采用Infineon公司1 200V/40A的單器件，同時采用碳化硅肖特基二極管以避免反向恢復過程。負載電感為0.48mH的空心電感，電感值的選取與穩態電流的上升斜率有關。

IGBT電壓和電流的快速變化過程是影響EMI水平的關鍵因素，因此開關電壓和電流的準確測量至關重要。本文采用無源高壓探頭和電流線圈測量IGBT的暫態電壓和電流，其主要參數見表2。測量設備的帶寬可以滿足開關波形的測量要求。同時，采用Tektronix MD03034示波器來記錄獲取的電壓和電流波形，其帶寬為350MHz，最大采樣率可達2.5GS/s。

圖5 實驗測試平臺

表2 測量設備的主要參數

Tab.2 Main parameters of measured equipment

3.2 參數提取

器件參數和電路參數的準確提取有助于提高模型的精度。首先，采用功率分析儀測量IGBT器件的閾值電壓、跨導系數和不同極之間的電容值。其中，th=5.78V，fs=8.76S。柵極-發射極電容ge= 2 143pF。柵極-集電極電容gc與集電極-發射極電容ce與器件電壓有關，實測電容的等效模型如圖6所示。由圖可知，gc和ce在幾十伏的電壓范圍內，電容值隨著電壓升高迅速下降，然后緩慢減小至穩定值。根據測量結果，建立gc和ce的等效模型，將其分別等效為圖6所示的兩個離散電容：gc1= 35.5pF，gc2=1 220pF；ce1=30pF，ce2=642pF。

開關回路中的寄生電感對IGBT的開關特性有較大的影響。由式（24）可知，通過關斷過程的電壓過沖值和電流變化率可以大致計算回路中的總寄生電感。表3給出了不同電流等級下的寄生電感計算結果，取均值loop=179nH。回路寄生電阻與電流振蕩的衰減特性相關，對于電流振蕩過程引起的EMI水平有較大的影響。采用阻抗分析儀測量了整個測試平臺的寄生電阻。目前針對回路寄生電感有較多的優化提取方法[28]，但很少對寄生電阻的測量方法展開討論。寄生電阻的準確提取可以更精確地描述電流模型的振蕩衰減過程。此外，發射極電感e對器件的ge有反饋作用，直接影響IGBT電流的變化率。e主要由PCB的發射極路徑和IGBT封裝寄生電感構成。采用電磁場仿真軟件計算PCB路徑引入的發射極電感為32.5nH，而IGBT的封裝管腳引入的發射極電感約為13nH[29]。因此，總發射極電感e=45.5nH。

圖6 實測電容的等效模型

表3 回路寄生電感的計算結果

Tab.3 Calculation results of loop parasitic inductance

二極管和負載電感引入的總寄生電容F與IGBT開通過程的振蕩頻率有關。二極管自身的結電容可從數據手冊獲取，D=45pF。采用阻抗分析儀Agilent4294A測量了負載電感的阻抗特性，其曲線如圖7所示。負載電感阻抗曲線的諧振頻率為766kHz，由式（27）可以計算出其寄生電容為L=90pF。因此，F=D+L=135pF。

4 EMI預測分析及討論

IGBT換流器的傳導和輻射干擾特性不僅取決于IGBT的開關動作，還取決于換流器內部的傳導耦合路徑和周圍的空間電磁環境。對實際換流器發射的EMI水平進行評估預測是非常困難的，也很難得出普遍適用的結論。IGBT的開關過程是產生EMI高頻能量的干擾源。通常，對換流器的傳導干擾路徑或者實際結構進行建模，采用IGBT開關波形的頻譜分量作為干擾源，由此可以計算得到換流器在不同應用條件下的傳導或輻射干擾水平，并進一步分析換流器的EMI特性。在換流器結構相似的情況下，干擾源的差異決定了換流器EMI水平的不同。因此，采用開關波形的頻域分析代替直接的傳導或輻射干擾測試，使得測量結果可以獨立于特定的換流器來進行比較。本文建立了IGBT開關暫態模型，用于預測IGBT開關波形的頻譜分量，基于圖5所示的測試平臺與測量設備獲取了IGBT的開關電流和電壓，對模型的EMI預測準確度進行驗證。

4.1 電流頻譜預測

結合2.1節、2.2節的電流暫態過程分析，以及3.2節提取的實驗參數，建立IGBT開關暫態電流分段模型。對IGBT電流的測量波形和分段模型做傅里葉變換，驗證上述電流模型對實測電流波形頻譜的預測準確度。實驗和分段模型的電流頻譜對比如圖8所示。

圖8 實驗和分段模型的電流頻譜對比

圖8a為分段電流模型與電流實驗波形的頻譜對比。在實際應用中頻譜峰值是人們更關注的，圖8b對比了實驗和模型的電流頻譜包絡。由圖8可知，考慮振蕩的IGBT分段電流模型可以較好地預測實際電流波形的頻譜分量，并追蹤到開通寄生振蕩引入的電流頻譜峰值。在實際應用中，IGBT的寄生振蕩現象會造成振蕩頻點處出現EMI峰值，需要對此加以關注，必要時進行抑制。在50MHz以上的高頻段，電流模型頻譜與實際電流波形頻譜存在10dB內的誤差，這主要是由電流模型的快速上升階段引起的。電流在2～3快速上升階段包含大量高頻成分，采用式（10）的單一斜率來近似描述該過程必然造成模型中的部分高頻成分缺失，這也是線性模型的局限性。因此，可以繼續完善2～3階段的IGBT電流模型，進一步提高模型在高頻段EMI預測的適用性。

很多電磁干擾預測模型詳細考慮了IGBT快速開關過程中的d/d和d/d，通過精確描述電壓電流的變化速率來提高EMI預測的準確性，卻忽略了寄生振蕩的影響。開關速度較快時，IGBT的電流過沖伴隨著明顯的振蕩衰減過程，而寄生振蕩會對電流波形頻譜的高頻分量造成較大的影響。本文對比了考慮振蕩的分段電流模型與不考慮振蕩的模型對EMI預測的結果，振蕩模型與無振蕩模型的電流頻譜對比如圖9所示。不考慮振蕩的電流模型頻譜在振蕩頻點附近與實驗結果差異明顯，丟失了電流頻譜在振蕩頻點出現峰值這一關鍵信息。因此，當IGBT開關速度較快并引入較為劇烈的開通振蕩現象時，需要對振蕩頻率進行預判，重點考慮振蕩頻點處的EMI水平。

圖9 振蕩模型與無振蕩模型的電流頻譜對比

IGBT拖尾電流需要借助開關電流波形進行建模，通過實驗進一步驗證拖尾電流過程與EMI的關系。圖10所示為考慮拖尾電流模型與不考慮拖尾電流模型的對比。由于電流快速下降階段的延長，不考慮拖尾電流的模型在1～6MHz范圍內的頻譜幅值略高于考慮拖尾電流的模型，與實驗電流波形頻譜的差異為幾dB。在缺少實驗條件下，可以忽略拖尾電流過程，但電流模型在低頻段的EMI預測準確度會有所下降。值得注意的是，若不考慮拖尾電流過程，本文的建模方法也適用于MOSFET器件的EMI分析，但其預測效果需要進一步的實驗驗證。

圖10 考慮拖尾電流模型與不考慮拖尾電流模型的對比

4.2 電壓頻譜預測

實驗測量與分段電壓模型的電壓波形頻譜對比如圖11所示。從圖中可以明顯看出，分段電壓模型在低頻段和40MHz以上的高頻段對實際電壓波形頻譜能起到較好的預測效果。然而，在4～40MHz頻率范圍內，電壓模型的頻譜比實際波形要高出幾dB到10dB左右，這主要是由gc模型的誤差造成的。

圖11 實驗和分段模型的電壓頻譜對比

由式（18）可知，關斷過程電壓的上升斜率與gc成反比關系。根據圖6所示的電容測量結果，gc在0～200V范圍內變化較大，將gc等效為兩個離散電容的建模方法準確度不夠。因此，考慮在0～200V范圍內增加gc模型的分段數量，由多階電容組成gc等效模型，如圖12所示。將圖6的等效電容定義為“二段等效模型”。圖12給出了gc的二段、三段及四段等效模型示意圖，分別由2、3和4個離散電容組成。圖13對比了不同復雜程度的gc等效模型對應的電壓頻譜。與二段模型相比，gc三段等效模型在20～40MHz范圍內的預測準確度有顯著提高，與實驗波形頻譜差異很小，在4～20MHz的誤差也縮小到5dB左右。gc四段等效模型進一步縮小了電壓模型與實際波形頻譜在4～20MHz范圍內的差異。

圖12 不同分段數的Cgc等效模型

圖13 不同Cgc等效模型下的電壓頻譜對比

對于gc的三段和四段模型，本文是通過實測獲取gc隨器件電壓的變化曲線，在電容值變化最顯著的電壓范圍內進行分段處理，分段臨界電壓和電容值具有隨機性，但也證明了gc多階模型的方法可以顯著提高模型的精度。后續可以通過深入分析gc多階模型的分段方法來實現模型精度的最優化。綜合考慮模型的復雜度與EMI預測的準確度，本文建議采用三段gc等效模型。需要注意的是，開關電流的暫態變化主要受ge的影響，因此電流頻譜特性與gc模型階數的關聯性很小，電流分段模型不需要考慮gc多階模型。

5 結論

IGBT暫態過程的d/d和d/d是影響實際換流器EMI水平的關鍵因素，IGBT開關電壓和電流波形的頻譜特性可以進一步用于換流器EMI水平的評估。本文建立了考慮寄生振蕩的IGBT分段暫態模型，分階段計算了暫態電流和電壓的變化率，考慮了器件的非線性電容和寄生參數對各階段d/d和d/d的影響。為了驗證上述模型對波形頻譜的預測結果，搭建了二極管鉗位感性負載測試平臺，對測試平臺的寄生參數和器件參數進行提取，分析對比了電壓電流模型和實驗波形的頻譜特性。本文提出的IGBT分段模型提高了對實際波形頻譜特性預測的準確度。

分段電流模型與IGBT實際電流波形的頻譜差異很小，能夠較好地預測電流干擾源相關的EMI特性。IGBT開通過程中的電流振蕩現象會導致電流頻譜在振蕩頻點處出現峰值。考慮振蕩過程的電流模型可以更好地對振蕩引入的EMI峰值進行預判。

分段電壓模型能夠較好地預測IGBT實際電壓波形的頻譜特性，但在特定頻段出現部分差異，這主要是由gc等效模型的誤差造成的。建立多階gc模型，在不同電壓范圍采用多個離散電容來等效gc，可以顯著提高電壓模型對實際電壓波形頻譜的預測準確度。由于增加gc模型的分段數量也提高了模型的復雜程度，通過對比不同gc模型下電壓模型與實際波形的頻譜差異，建議采用三段gc等效模型。

本文基于開關等效電路建立IGBT的分段電壓和電流模型也適用于MOSFET器件。通過進一步完善本文模型，可用于分析具有更快的開關速度能力和劇烈寄生振蕩現象的SiC MOSFET相關EMI問題。

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Analysis of the Influence of IGBT Segmented Transient Model with Parasitic Oscillation on Electromagnetic Interference Prediction

1121

（1. State Key Laboratory of Alternate Electrical Power System with Renewable Energy Sources North China Electric Power University Beijing 102206 China 2. Fujian Electrical Power Research Institute Fuzhou 350003 China）

The d/dand d/dof the insulated gate bipolar transistor (IGBT) switching process are the major factors affecting the electromagnetic interference (EMI) level of the converter. The parasitic oscillation of IGBT is an important part of high frequency EMI, and the EMI peak appears at the oscillation frequency. In this paper, an IGBT segmented transient model considering parasitic oscillations was presented. The effects of parasitic parameters and device nonlinear capacitance on switching characteristics were analyzed. The voltage and current change rates at different stages were calculated respectively. Then, a diode-clamped inductive load test platform was built. The current and voltage waveforms of IGBT were obtained, and the spectrum characteristics of the segmented model and the actual waveform were analyzed and compared. Finally, it is verified through experiments that the oscillation process in the model is the key factor affecting the current spectrum characteristics, and the three-stage equivalent model ofgccan significantly improve the accuracy of voltage spectrum prediction. The proposed model improves the prediction accuracy of the IGBT interference source spectrum and can be used to evaluate the EMI level of the actual converter.

Insulated gate bipolar transistor (IGBT), segmented transient model, parasitic oscillations, spectrum

TM46

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.201416

國家電網公司科技資助項目（52130419000M）。

2020-10-26

2021-02-03

黃華震 男，1995年生，博士研究生，研究方向為電力電子器件的EMI特性。E-mail: huazhenhuang@ncepu.edu.cn

盧鐵兵 男，1970年生，教授，博士生導師，研究方向為先進輸變電技術、IGBT及電力系統的電磁兼容。E-mail: tiebinglu@ncepu.edu.cn（通信作者）

（編輯 陳 誠）