基于UCC28070A 控制的交錯并聯PFC 設計*

王 博張省偉

(西安鐵路職業技術學院牽引動力學院，陜西西安 710026)

隨著電力系統、交通運輸、通信及家電等電氣設備投入電網的增加，電網功率因數降低日益嚴重，目前，對于改善電網功率因數及諧波治理成為研究熱點，各國政府與國際機構制定強制性標準來改善電網質量。功率因數校正技術可改善電氣設備輸入功率因數，有效抑制電氣設備無功功率及諧波對電網的污染[1-3]。功率因數校正技術可分為無源功率因數校正和有源功率因數校正。無源功率因數校正一般在電路中加入濾波電感、電容等原件來被動修正功率因數，而且電感與電容的體積大、重量重，成本也很高。有源功率因數校正應用電力電子器件構成特定電路，主動改善功率因數，其效果遠優于無源的校正技術，而且體積、重量、成本等有顯著優勢。在有源功率因數校正技術中，Boost 電路廣泛應用于工程設計中。Boost 電路優勢顯著，比如開關管驅動設計簡單；儲能電感又充當EMI 電感，因此濾波器體積較??；采用平均電流控制，電感工作于電流連續狀態，開關管電流有效值小，能抑制開關噪聲，輸入電流波形失真小[4-6]。

在一些對功率因素校正(Power Factor Corection，PFC)系統體積、重量、EMI、輸入電流諧波失真率等有更高要求的應用場合，常用的Boost 電路難以滿足要求，尤其是在更高功率容量的PFC 系統中顯現出其局限性。交錯并聯Boost 電路由于輸入電流紋波大大降低，可有效減小電感體積，提升系統功率密度，有利于降低系統電磁干擾及電流總諧波失真率(Total Harmonic Current Distortion，THDi)。而且由于采用兩組Boost 電路交錯并聯，更加適合于中大功率等級的PFC 系統。目前大多數文獻資料對于交錯并聯PFC 系統的介紹，均采用DSP 或ARM 的數字控制，其復雜程度與工程實現的難度較高[7-14]。交錯并聯PFC 系統控制模型與算法的實現對于控制器的要求并不高，模擬控制器即可滿足系統功能、性能的控制需求。為此，給出了基于德州儀器的UCC28070A 為核心控制器的交錯并聯PFC 系統分析與實現方案，并通過3kW 的PFC 系統實驗樣機進行驗證。

1 交錯并聯PFC 電路分析

1.1 電路結構

1.1.1 常用PFC 電路

工程中應用最廣泛的PFC 電路如圖1 所示，由整流橋堆與Boost 電路構成，結構簡單，控制方便。整流橋將交流電變換為“饅頭波”的直流電，然后經過Boost 電路進行升壓，變換至穩定的直流電，同時，使輸入電流跟蹤輸入電壓的變化，從而達到功率因數校正的目的。該電路雖然在工程應用中有明顯的局限性，由于整流橋的存在，使得PFC 系統效率較低；開關管Q1工作于硬開關狀態，對系統的EMI不利；該電路受功率器件制約，僅適用于小功率，難以實現中大功率等級的PFC 功能。

圖1 傳統全橋整流Boost PFC 電路

1.1.2 交錯并聯PFC 電路

中大功率等級的PFC 系統，由于開關管、二極管等關鍵器件并聯性能無法保障，常用的PFC 電路已不適用。工程中，常采用交錯并聯的Boost 電路，如圖2 所示。該交錯并聯的PFC 電路由2 組傳統的Boost 電路構成，即L1、Q1、D3與L2、Q2、D4，主開關管Q1與Q2工作于高頻開關狀態，而且Q1與Q2高頻錯相180°。電感L1與L2交錯工作時，2 路電感電流相互疊加，紋波電流恰好抵消，這大大降低了輸入電流的紋波率，而且輸入電流紋波頻率為2 倍的開關頻率。這樣，在輸入電流紋波相同的情況下，交錯并聯式的PFC 電路功率電感可以顯著減小。交錯并聯的PFC 主開關管在中大功率場合可以盡可能地選擇單管，規避開關管并聯帶來的諸多缺陷。同時，由于輸入電流開關頻次加倍，會更有利于系統EMI 設計。

圖2 交錯并聯Boost PFC 電路

1.2 工作時序分析

交錯并聯PFC 中兩組并聯的Boost 電路呈高頻錯相180°交替工作，按照開關管占空比D大于或小于50% 2 種狀態。如圖3 所示為兩個主開關管Q1、Q2的控制信號；電感L1、L2電流；輸入電流波形。無論占空比大于還是小于50%，在一個完整的開關周期內可分為4 種工作模式，如圖4 所示。

圖3 交錯并聯關鍵波形

在圖3(a)中占空比D大于50%的工作狀態下，1 個完整的開關周期Ts內，t0-t1時間段內，主開關管Q1、Q2導通，交流電通過整流橋為電感L1、L2儲能，直流側儲能電容為負載供電，此時間段對應電路工作模式1；t1-t2時間段內，主開關管Q1導通，Q2關斷，交流電通過整流橋為電感L1儲能，L2通過續流二極管D4續流，并儲存于直流側儲能電容內，儲能電容為負載供電，此時間段對應電路工作模式2；t2-t3時間段內，主開關管Q1、Q2導通，交流電通過整流橋為電感L1、L2儲能，直流側儲能電容為負載供電，此時間段對應電路工作模式1；t3-t4時間段內，主開關管Q1關斷，Q2導通，交流電通過整流橋為電感L2儲能，L1通過續流二極管D3續流，并儲存于直流側儲能電容內，儲能電容為負載供電，此時間段對應電路工作模式3。

在圖3(b)中占空比D小于50%的工作狀態下，工作時序與(a)圖占空比D大于50%類似，區別在于每個時間區間對應的工作模式不同。t0-t1時間段內對應工作模式2；t1-t2時間段內對應工作模式4；t2-t3時間段內對應工作模式3；t3-t4時間段內對應工作模式4。在電路工作模式4，主開關管Q1、Q2關斷，電感L1、L2通過續流二極管D3、D4續流，并儲存于直流側儲能電容內，儲能電容為負載供電。

圖4 交錯并聯Boost PFC 電路四種工作模式

1.3 系統控制策略

PFC 電路按照電感電流連續與否，可分為電流連續模式(CCM)、電流臨界模式(BCM)及電流斷續模式(DCM)。BCM 與DCM 模式中電感峰值電流較大，電流紋波率較大，使得主開關管的開關損耗增大，且不利于系統的EMI。工程中，常使Boost 電路工作于CCM 模式。CCM 的Boost 電路實現PFC 功能，一般采用峰值電流控制、平均電流控制及滯環電流控制等。峰值電流控制模式，由于交流輸入電壓的較大變化導致較寬范圍的占空比變化，致使次諧波不穩定，需加入斜坡補償函數維持電路穩定；電流峰值與高頻狀態平均值之間的誤差較大而使得THDi 較高；因此峰值電流控制很難滿足寬電壓及全負載范圍內THDi的要求。滯環電流控制具有較快的動態響應和內在的電流限制能力，但變化的開關頻率容易引起電磁干擾；開關頻率受負載的影響，輸出電容要按最低頻率設計，需更大容量的電容。平均電流控制模式對噪聲不敏感，電感電流峰值與平均值之間的誤差小，且由于其控制的是輸入高頻電流的平均值，THDi 比較??；電流內環有較高的增益帶寬，可以使跟蹤誤差小于1%，容易實現接近于1 的功率因數。

綜合考量控制效果、復雜程度及經濟因素等，PFC 采用平均電流控制方式。UCC28070A 即為一款平均電流控制的集成器，采用平均電流控制方式，恒頻的控制使電感電流工作于連續狀態，開關管電流有效值小、EMI 濾波器體積小，輸入電流波形失真小，可抑制開關噪聲。

2 PFC 系統設計

基于上述對交錯并聯PFC 電路的原理分析，給出以UCC28070A 為核心控制器的3 kW 交錯并聯PFC 系統設計方法。

2.1 功率電路設計

2.1.1 儲能電感設計

在有源功率因數校正的Boost 電路中，儲能電感工作于電流連續模式。2 組交錯并聯的Boost 電路中器件對稱，電感L1與L2相等為L，與輸入電壓Uin、輸入電流最大平均值Iin＿max、工作頻率fsw、電感電流紋波率γrip＿L及占空比D有關，如式(1)表達，本文3 kW 開關頻率選擇80 kHz。電感電流紋波最大值發生在輸入電壓最低且滿負載輸出時，應選取大小適中的電流紋波率。電流紋波率過大會在極端情況下出現電流斷續，過小則會引起過零畸變，一般在工程中選取0.2～0.3。由文中交錯并聯電路工作時序分析可知，輸入電流頻率加倍，紋波率γrip降低，如式(2)表達，將式(1)代入式(2)可計算出輸入電流紋波率。其中D與Uin、輸出電壓Uo之間關系可表達為式(3)。

2.1.2 輸出濾波電容設計

PFC 輸出濾波電容主要用于儲能濾波，確保穩定的直流輸出，理論上濾波電容越大，直流電波動越小。但在工程應用中，鑒于體積、成本等因素，濾波電容不可能過大。一般工程中考慮交流市電短時掉電導致直流電壓跌落，該時間記為Tint，該時間工程經驗選取工頻半周即10 ms。PFC 輸出電壓額定值為Uo，當交流輸入中斷導致直流輸出電壓跌落的最小值為Uo＿min，輸出額定功率記為PN，則濾波電容C1如式(4)所示。由此可計算出濾波電容最小容值，并由電容具體規格選取相近數值的電容。

(3)開關管、二極管選型設計

根據3 kW 交錯并聯Boost 電路實際電壓與電流規格，考量系統散熱條件，每個支路選擇650 V/50 A 封裝為TO-247 的MOSFET 作為主開關管，MOSFET 驅動選取集成的驅動芯片，選擇650 V/50 A 封裝為TO-247 的超快恢復二極管作為續流二極管，整流模塊選取600 V/45 A 的整流橋堆。

2.2 控制電路設計

2.2.1 主控制器選型設計

PFC 系統主控制器選取TI 公司的UCC28070A，它是一種用于大功率交錯并聯式PFC 控制器，芯片集成了2 個工作于交錯180°的PWM，可顯著降低輸入電流紋波，有益于系統EMI 設計。具有內部量化電壓前饋校正的高線性度乘法器輸出單元，有助于獲得近似為1 的功率因數，降低諧波失真，增強瞬態響應性能。高級的電流合成器用于采集電流，有利于系統效率的提升。通過外部引腳配置控制器工作頻率范圍為10 kHz 至300 kHz，進行最大占空比鉗位設置，配置EMI 抑制的頻率抖動幅度和速度，外部時鐘同步能力，通過電壓放大器輸出轉換率修正實現的增強型負載和線路瞬態響應，逐周期(cycle by cycle)峰值電流限流保護，欠壓鎖定，過壓保護，開環檢測與保護，PFC 使能監控，系統軟啟動，過熱關機等。

2.2.2 電流檢測電路設計

電流檢測電路主要用于檢測交錯并聯的2 個電感電流，在控制系統中構成完整的電流反饋環。由于被檢測對象為高頻變化，因此采用高頻電流互感器，如圖5 所示，電流互感器原邊串入主回路，副邊通過整流二極管Ds在采樣電阻Rs上即可獲得與電流匹配的電壓，并送入控制器的CSA 或CSB 管腳中，形成閉環系統。二極管Drst及齊納二極管Zrst為互感器提供磁復位回路。

圖5 電流檢測電路

2.2.3 驅動電路設計

交錯并聯式PFC 電路中MOSFET 源極S 與直流輸出參考端連接，功率電路與控制電路共地，因此，開關管驅動電路設計較為簡單，只需要將主控制器的PWM 波進行功率放大即可。為此，采用集成的驅動器來實現，選擇TI 公司的驅動芯片UCC27324 實現兩路交錯的MOSFET，見圖6。

圖6 MOSFET 驅動電路

2.3 控制環路設計

結合UCC28070A 的內部資源，交錯并聯PFC采用電壓與電流的雙閉環控制，如圖7 所示。

圖7 交錯并聯PFC 控制系統框圖

在圖7 控制系統框圖中，控制器將檢測到的輸出電壓信號與給定電壓相減，經電壓調節器調節后，與檢測到的輸入電壓反饋信號相乘，得到輸入電流給定信號，再與檢測到的輸入電流信號相減，再經過電流調節器，形成電流誤差信號，該電流誤差信號與載波比較，生成PWM 驅動脈沖信號，經過驅動電路功率放大后控制開關管的開關動作，實現PFC 控制的目的，最終實現功率因數校正的功能。電壓調節器與2 組電流調節器可通過UCC28070A 外部管腳配置成PI 補償器，進而實現對控制系統進行電壓與電流的補償控制。電壓環的輸出為電流環的給定，在確保輸出電壓穩定的前提下，也可以使輸入電流跟蹤輸入電壓，同時也提高了系統控制的動態特性。

3 實驗驗證

為驗證交錯并聯PFC 原理的科學性與工程設計方法的可行性，搭建3kW 交錯并聯PFC 電路實驗樣機，系統涉及的部分關鍵器件按照文中所述方法進行詳細設計，參數如表1 所示。

表1 3 kW 交錯并聯PFC 實驗樣機關鍵參數

圖8 為3 kW 交錯并聯PFC 系統滿載輸出時2組MOSFET Q1與Q2的驅動電壓UQ1、UQ2波形，以及電感L1與L2的電流波形iL1、iL2。UQ1與UQ2在邏輯控制上錯相180°。當Q1開通時，iL1線性上升；當Q1關斷時，iL1線性下降，Q2驅動與iL2關系類似。圖9為3 kW 輸出時電感電流iL1、iL2與輸入電流iin的波形，從波形中可見輸入電流的紋波要小于電感電流紋波，且頻率加倍。圖10 為3 kW 輸出時輸入電壓Uin與輸入電流iin波形，系統輸入PF 值為99.2%，輸入電流諧波畸變率THDi 為13%，滿足有關國家標準及行業標準對于電源產品功率因數的要求。

圖8 開關管驅動電壓及電感電流波形

圖9 輸入電流與兩電感電流波形

圖10 輸入電壓與輸入電流波形

4 結論

常用的Boost 功率因數校正電路，適用于小功率場合，而且系統性能優勢不明顯。交錯并聯PFC 可有效提升系統功率，2 組交錯的Boost 電路錯相180°，可有效降低輸入電流紋波，因此，可顯著提升系統電流總諧波失真率THDi，也有利于系統EMI 的性能。在系統輸入電流紋波率一致的前提下，交錯并聯與普通Boost 電路相比，前者可顯著減小儲能電感體積，減小系統重量，提升系統功率密度，降低成本。給出的采用UCC28070A 為核心控制器的交錯并聯PFC 方案及關鍵元件設計方案，通過3 kW 的實驗樣機進行驗證，結果表明了該方案涉及的有關分析與設計是可行的，可應用于電源產品的工程設計。