采用可調諧高Q 有源電感的高優值VCO 的研究*

張 正張延華溫曉偉那偉聰

(北京工業大學信息學部，北京 100124)

隨著無線通信技術的快速發展，對收發機射頻前端的綜合性能要求越來越高，這就需要其中的壓控振蕩器(Voltage Controlled Oscillator，VCO)模塊具有較寬的振蕩頻率調諧范圍、較低的相位噪聲和較低的功耗等綜合性能。但是這些性能指標是相互制約的，往往采用優值(Figure-Of-Merit，FOM)[1]來衡量VCO 的綜合性能，值越大，表示綜合性能越好。當前，對具有高FOM 值的VCO 的研究成為一個熱點[2-4]。Wu C H 等人[2]基于CMOS 工藝設計了一款VCO，采用寄生電容抵消型負阻結構去改善相位噪聲，最低相位噪聲為-116 dBc/Hz，功耗為3.92 mW，但只通過可變電容對振蕩頻率進行調諧，調諧手段單一，調諧范圍僅為24%。考慮到相位噪聲、功耗、調諧范圍這些性能指標后，其FOM 值為-182 dBc/Hz。Jung J 等人[3]基于CMOS 工藝實現了一款VCO，采用了平行交叉耦合對負阻結構，降低了負阻中NMOS 晶體管的跨導，可使VCO 用更小的電源電壓來驅動，進而降低了功耗，為1.2 mW，相位噪聲為-117 dBc/Hz，但其調諧范圍僅有28.5%，該VCO 的FOM 值為-190 dBc/Hz。Kanar T 等人[4]基于CMOS 工藝設計了一款VCO，將三對折疊式Cascode結構交叉耦合到一起，實現了較大的調諧范圍，可達153%，相位噪聲為-112 dBc/Hz，但該VCO 直流工作電路較多，功耗過高，達120 mW，該VCO 的FOM值較低，僅為-95 dBc/Hz。可以看出對于這些VCO，在相位噪聲、調諧范圍、功耗這些性能指標之間難以有一個良好的折衷，導致FOM 值不高。

因此，針對上述問題，開展基于高電感值、寬調諧范圍、高Q值的寬頻帶新型有源電感(THQAI)的VCO 的研究，并用于VCO 的諧振回路中，利用新型THQAI 的高性能，分別改善VCO 的頻率調諧范圍和降低相位噪聲，同時采用電流復用的負阻電路結構來降低功耗。這些技術手段使VCO 在調諧范圍、相位噪聲和功耗等方面得到較好的改善，獲得高的優值FOM。論文安排如下:首先給出高優值VCO所采用的電路拓撲，并分別介紹了基于有源電感和電容的可調諧LC 振蕩回路的設計，電流復用型負阻結構的設計和輸出緩沖級的設計，接著基于TSMC 0.13 μm CMOS 工藝，對高優值VCO 進行性能驗證，并與近幾年文獻的VCO 進行對比，最后給出結論。

1 高優值(FOM)VCO 的設計

圖1 為高優值(FOM)VCO 的電路拓撲圖。它主要包括可調諧的LC 振蕩回路、電流復用型負阻電路以及輸出緩沖級3 個部分。下面對它的各級電路的設計進行簡要分析。

1.1 可調諧LC 振蕩回路的設計

振蕩回路是VCO 中最核心的部分，圖2 所示為可調LC 振蕩回路的電路拓撲，由可調諧有源電感LAI和由NMOS 晶體管M3、M4構成的可變電容組成。下面分別對LAI和可調LC振蕩回路進行具體分析。

所提出的具有寬帶、高電感值、高Q值且寬調諧范圍的新型有源電感(THQAI)的電路拓撲如圖3 所示。下面簡要說明它的性能參數是如何實現的。

圖1 采用有源電感的高優值VCO

圖2 VCO 的可調LC 振蕩回路

圖3 提出的新型有源電感電路拓撲

有源電感的寬工作頻帶的實現:引入PMOS 晶體管M3，并與NMOS 晶體管M2構成Cascode 負跨導器，拓展了工作頻帶。

高Q值的實現:引入反饋電阻R1至正、負跨導器之間，減小該有源電感的等效串聯電阻，進而提高Q值。

高電感值的實現:在第一回轉正、負跨導器之間引入負載電容，通過增加等效回轉電容來提高電感值；由NMOS 晶體管M4、M5和M6，反饋電阻R2，負載電容C2構成第二回轉器，并與第一回轉器形成對稱結構的雙回轉器，增加回轉能力，提高該有源電感的等效電感值。

寬電感值調諧范圍的實現:在第一回轉器中引入由NMOS 晶體管M7構成的可變電容，通過改變等效回轉電容值來改變該有源電感的等效電感值；在第二回轉器中引入由NMOS 晶體管M8和電阻R3、R4構成可變分壓偏置電路，在改變偏置電壓時，可以同時改變NMOS 晶體管M1和PMOS 晶體管M4的跨導，進而改變該有源電感的等效電感值。通過這兩種調節手段，使該有源電感的電感值獲得較寬的調諧范圍。

把有源電感用于LC VCO 中，VCO 的品質因數Q(VCO)值可表示為:

式中:Q(L)表示振蕩回路中電感的Q值，Q(C)表示振蕩回路中電容的Q值。可以看出，Q(VCO)值與振蕩回路中電感的Q(L)值有關。電感的Q(L)值越高，Q(VCO)值越高。

根據VCO 的相位噪聲表達式

式中:T為溫度，k為玻爾茲曼常數，Pc為載波功率，ω0為振蕩頻率，Δω為偏離振蕩頻率1 MHz 的頻率偏移量。可以看出，VCO 的相位噪聲與Q(VCO)值有關，Q(VCO)值越高，其相位噪聲越低。因此，利用所設計的有源電感LAI具有較高的Q(L)值，可使VCO具有較高的Q(VCO)值，從而使其具有較低的相位噪聲。

另一方面，VCO 的振蕩頻率f的表達式為:

式中:L和C分別為振蕩回路中的電感值和電容值。

可以看出，通過對振蕩回路中的電感值和電容值進行調節，可以對壓控振蕩器的振蕩頻率f進行調節。本LC 振蕩回路的調節，可通過調節THQAI的LAI及調節由NMOS 晶體管M3、M4構成的可變電容2 種方式進行，利用LAI的電感值具有較寬調諧范圍的特性，可使該VCO 的振蕩頻率具有較寬的調諧范圍。

綜上所述，可調LC 振蕩回路，利用THQAI 高Q值的特性，可實現VCO 的低相位噪聲；利用THQAI的電感值LAI可在較寬范圍內調諧的特性，可實現振蕩頻率的寬范圍調諧。因此，可從相位噪聲和調諧范圍兩方面提高VCO 的優值。

1.2 電流復用型負阻電路的設計

除振蕩回路以外，負阻電路也是VCO 中不可或缺的，它可以抵消振蕩回路中的電阻，使其在諧振頻率點能夠連續振蕩，因此它在VCO 中也占有重要的角色。

圖4 所示為傳統負阻電路的拓撲[5-8]，可以看出，它是由2 個NMOS 晶體管MC1、MC2構成的NMOS交叉耦合對。其中，MC1的漏極和柵極連接電源電壓VCC，源極連接尾電流源IC1，MC2的漏極和柵極連接電源電壓VCC，源極連接尾電流源IC1。通過兩條直流通路分別為MC1、MC2提供直流偏置，功耗較高。它的功耗Pdc可表示為:

圖4 傳統負阻電路拓撲[5-8]

由于MC1、MC2的柵極直接連接電源電壓VCC，導致MC1、MC2柵極的偏壓過高，所以該負阻電路受到周期振蕩信號的影響，會使MC1、MC2在某一時刻工作在線性區而不是飽和區，導致VCO 相位噪聲較高。下面對MC2進行舉例說明。

VCO 在持續振蕩時，會在MC2的柵極產生一個正向的小信號電壓vin，此時它的柵源電壓VGS為:

相應地，在MC2的漏極產生一個負向的小信號電壓-vout，此時它的漏源電壓VDS可表示為:

而NMOS 晶體管MC2工作在線性區的條件為:

可以看出，在某一時刻，當vin和vout的數值較大時，即vin+vout≥VTH時，MC2工作在線性區，相位噪聲較高。MC1與MC2同理。

針對VCO 采用的傳統負阻電路所導致的功耗較高、相位噪聲較高的問題，我們提出了電流復用型負阻電路，如圖5 所示，下面對其進行詳細分析。

圖5 提出的電流復用型負阻電路

該電流復用型負阻電路，由隔直電容C1、C2，扼流電感L1，電阻R1、R2，PMOS 晶體管M1以及NMOS晶體管M2構成交叉耦合對。其中，M1的源極連接電源電壓VCC，L1的一端連接M1的漏極，另一端連接M2的漏極，M2的源極接地，通過一條直流通路為M1和M2提供直流偏置，它的電路功耗Pdc可表示為:

將電流復用型負阻電路與傳統負阻電路功耗進行對比，可以看出，后者的電路功耗僅為前者的1/2，所以，采用電流復用型負阻電路，可降低VCO的功耗。

另一方面，在M1的柵極與L1之間引入C2，在M2的柵極與L1之間引入C1，隔離了電源電壓VCC為M1以及M2的柵極提供的偏壓，并在M1和M2的柵極分別引入電阻R1、R2，通過額外的偏置電壓Vb1、Vb2分別為M1和M2的柵極提供合適的偏壓，使M1和M2始終工作在飽和區，減弱了周期振蕩信號對電流復用型負阻電路的影響，可降低VCO 的相位噪聲。下面對M2進行舉例說明。

采用電流復用型負阻電路的VCO 在持續振蕩時，同樣會在M2的柵極產生一個正向的小信號電壓vin，會在M2的漏極產生一個負向的小信號電壓-vout，此時它的漏源電壓VDS2為:

但由于通過額外的偏置電壓Vb2為M2的柵極提供偏壓，所以此時M2的柵源電壓VGS2可表示為:

而NMOS 晶體管M2工作在飽和區的條件為:

可以看出，通過合理設置Vb2的值，可以使M2始終工作在飽和區，M1與M2同理。

綜上所述，負阻電路采用NMOS-PMOS 交叉耦合對，電流復用，只有一條直流通路，降低了VCO 的功耗；通過為M1和M2的柵極提供合適的偏壓，可使M1和M2始終工作在飽和區，減弱了周期振蕩信號的影響，降低了VCO 的相位噪聲，因而可從功耗和相位噪聲兩個方面提高其優值。

1.3 輸出緩沖級的設計

圖6 所示為該VCO 輸出緩沖級的電路拓撲，分別由共源NMOS 晶體管M5、共源NMOS 晶體管M6構成，用于驅動負載測試和放大VCO 的輸出波形。

圖6 VCO 的輸出緩沖級

2 高優值VCO 的性能驗證和結果分析

基于TSMC 0.13 μm CMOS 工藝庫，利用安捷倫射頻集成電路設計工具ADS 對所設計的VCO 進行性能驗證。所使用的4 種不同組合偏置電壓與有源電感LAI的可調偏置電壓Vturn1、Vturn2和可變電容的可調偏置電壓Vturn3的關系如表1 所示。

表1 VCO 所用的4 組合偏置電壓

2.1 相位噪聲

圖7 所示為VCO 的相位噪聲在不同組合偏置下與頻率偏移量的關系。

圖7 不同組合偏置下的相位噪聲

可以看出，VCO 的相位噪聲在1 MHz 頻率偏移處始終低于-100.6 dBc/Hz，在bias1 下，相位噪聲最高，為-100.6 dBc/Hz，在bias4 的情況下，相位噪聲最低，僅為-123 dBc/Hz。

2.2 調諧范圍

圖8 所示為VCO 在不同組合偏置下，振蕩頻率的變化。可以看出，在4 種組合偏置的情況下，該VCO 的振蕩頻率可從0.94 GHz 調諧到2.02 GHz，調諧范圍可達73%。

2.3 優值(FOM)

對VCO，在考慮相位噪聲L(Δω)、振蕩頻率調諧范圍(TR)和電路功耗Pdc后，優值FOM(VCO)可表示為[1，9]:

根據上述的性能驗證結果，VCO 的性能參數可總結如下:最低相位噪聲為-123 dBc/Hz，調諧范圍可達73%，電路功耗僅為13.4 mW，可算得其優值FOM(VCO)為-195.1 dBc/Hz，表明綜合性能較好。

圖8 不同組合偏置下的振蕩頻率

2.4 與已報道VCO 的性能比較

表2 給出了所提出的VCO 與近年發表的VCO的主要性能參數的對比。

表2 所提出的VCO 與近年已發表VCO的性能參數比較

從表2 可以看出，所提出的VCO 實現了較大的頻率調諧范圍(TR)，可達73%，優于文獻[10]的2%和文獻[11]的50%；并且其最低相位噪聲僅為-123 dBc/Hz，優于文獻[10]的-105 dBc/Hz、文獻[4]的-112 dBc/Hz 和文獻[11]的-92.37 dBc/Hz；電路功耗為13.4 mW，優于文獻[4]的120 mW；這些優良的性能參數使本VCO 的FOM(VCO)值達到-195.1 dBc/Hz，優于文獻[10]的-138.19 dBc/Hz、文獻[3]的-95 dBc/Hz 和文獻[11]的-163.11 dBc/Hz，綜合性能較好，這得益于:在可調LC 振蕩回路中采用具有寬帶、高電感值、高Q值和寬調諧范圍的新型有源電感，利用它高Q值的特性，實現了VCO 的低相位噪聲，利用它的電感值具有較寬調諧范圍的特性，實現了VCO 的較大頻率調諧范圍；由于負阻電路中，電流復用，只有一條直流工作支路，降低了功耗，另外，又由于該電路中的2 個MOS 晶體管始終工作在飽和區，降低了其相位噪聲。通過上述這些技術手段，使該VCO 的性能從相位噪聲、頻率調諧范圍和功耗3 個方面得到了改善，最終獲得了較高的優值。

3 結論

在該VCO 設計中，為了實現其較低的相位噪聲，在LC 振蕩回路中，采用了具有高Q值、電感值可寬范圍調諧的新型有源電感，分別降低了VCO 相位噪聲和擴展了振蕩頻率的調諧范圍。同時，在負阻電路中，將電流復用，只有一條直流工作支路，且其中的MOS 晶體管始終工作在飽和區，降低了功耗和降低了相位噪聲；通過以上技術手段，使得VCO的性能從功耗、相位噪聲和調諧范圍這3 個方面得到了改善，從而使其具有較高的優值。然后，基于TSMC 0.13 μm CMOS 工藝庫，對該VCO 進行性能驗證。結果表明，最低相位噪聲為-123 dBc/Hz，調諧范圍為73%，電路功耗僅為13.4 mW，使得VCO 的優值為-195.1 dBc/Hz，取得了較好的綜合性能。