基于鏡像電橋的超寬帶功放二次諧波調諧方法

魯 帆，孫 彪，鄧 暢，康小克

(1.中國船舶重工集團公司第七二三研究所，江蘇 揚州 225101;2.成都中科天御通信技術有限公司，四川 成都 610000)

0 引 言

在現代通信、雷達及電子對抗領域中，固態功率放大器的應用范圍越來越廣泛，發射機系統對功率放大的輸出功率和頻率帶寬要求也越來越高，因此，設計低功耗、高穩定功率輸出的固態功率放大器尤為重要。然而由于半導體自身物理特性的影響，相對于真空器件，單只固態功率管芯片輸出功率有限[1-3]，且隨著頻率和帶寬增加，單功率芯片的輸出功率也會明顯減小，無法滿足電子系統的大功率需求。采用功率合成技術，將若干分立芯片功率矢量疊加，再實現大功率輸出。

隨著系統指標越來越嚴格，針對寬帶大功率放大組件，除了要求發射功率更高以外，帶內雜散、諧波以及靜噪等相關指標要求也越為苛刻。通過多級放大和均衡電路設計，將輸入信號逐級穩步放大(避免功率深度飽和)，可以有效降低靜態噪聲。為了提高輸出功率和合成效率，利用數字預失真(DPD)可以改進功率放大器的線性度[4]，如F類或F-1類[5-6]高效率功率放大器。而此類放大器需要奇次諧波和偶次諧波的開路或短路條件(頻率已知)，很難實現寬帶設計，對于諧波指標，特別是超寬帶帶內諧波，更是無法抑制。因此，本文提出一種新的設計方法設計功率放大器，可以實現超寬帶二次諧波抑制要求。

1 實現原理

一般情況下，二次諧波和三次諧波對功率放大器的輸出功率和效率有較大的影響，更高次諧波阻抗對功率放大器的性能影響相對較小，而過多考慮諧波影響會增加設計電路的復雜度，但對性能的改進較小。因此，本文只針對二次諧波抑制進行分析和設計。

傳統的功率放大器二次諧波調諧電路如圖1所示，調諧電路由微帶低通濾波電路、1/4波長線和切換開關電路組成。由于λg/4微帶線對基波和奇次諧波是開路，對偶次諧波是短路，設置微帶電路L的長度為λg/4，優化匹配電路，可以實現二次諧波的最佳反射。然而λg/4只能針對中心和有限窄帶內頻率有較好的二次諧波抑制，針對超寬帶設計電路，很難保證所有頻點都實現二次諧波阻抗匹配。為了解決這個問題，有人提出功放工作頻率分段并增加匹配電路的方式實現頻率的諧波抑制[7-10]，而這種方法能夠拓寬的頻率帶寬有限。

圖1 傳統二次諧波調諧電路

本文提出一種覆蓋6～18 GHz的超寬帶諧波調諧的方法，通過鏡像電橋實現二次諧波調諧，實現功放功率的高效輸出。

由文獻[11]可知，耦合電橋和放大器都可以等效成四端口網絡，其傳輸矩陣分別如下：

90°耦合電橋，其傳輸矩陣為：

180°耦合電橋，其傳輸矩陣為：

對于基波信號，放大器近似傳輸矩陣為：

式中：G為基波信號的增益系數。

對于二次諧波信號，90°和180°耦合電橋對應放大器近似傳輸矩陣為：

利用傳輸矩陣相乘得到的合成電路等效總矩陣，可以求得不同電橋對應的基波和二次諧波。

假設射頻信號為：

P0=A1e-j1(ωt+φ)+B1e-j2(ωt+φ′)

(1)

式中：A1e-j1(ωt+φ)為基波功率；B1e-j2(ωt+φ)為二次諧波信號；ω為頻率周期；φ和φ′分別為基波信號和二次諧波信號的初始相位。

如圖2所示，射頻信號經過功率合成網絡輸出變為：

P1=A2e-j1(ωt+φ)+B2e-j2(ωt+φ′)

(2)

圖2 傳統功率合成電路

圖3 基于90°電橋電路設計

如圖3所示，利用負載匹配耦合四端口網絡的某一輸入端口，射頻信號經過另一輸出端口進入90°電橋后，直通端輸出的射頻和二次諧波信號沒有變化，可用式(1)表示；耦合端輸出射頻和二次諧波信號則變為公式(3)[11]：

P1′=A3e-j1(ωt+φ+90°)+B3e-j2(ωt+φ′+90°)

(3)

直通端和耦合端輸出信號經過放大電路傳輸至鏡像耦合四端口90°電橋，可以得出電橋輸出端口1的射頻和二次諧波信號變為：

P2=2A4e-j1(ωt+φ+90°)+2B4e-j2(2ωt+φ′+180°)

(4)

輸出端口2的射頻和二次諧波信號變為：

P3=2B4e-j2(2ωt+φ′)

(5)

同理，如圖4所示，針對同一射頻信號輸入，若更換為鏡像四端口180°電橋，則可以得出電橋輸出端口1的射頻和二次諧波信號變為:

P4=2A5e-j1(ωt+φ+180°)

(6)

圖4 基于180°電橋電路設計

輸出端口2的射頻和二次諧波信號變為：

P5=2A5e-j1(ωt+φ)

(7)

從公式(1)～(7)可以看出，與傳統功分合成電路比較，利用90°鏡像耦合電橋，可以理論上實現3 dB的諧波抑制；利用180°鏡像耦合電橋，可以理論上實現無窮大的諧波抑制。

2 仿真計算

針對上述公式推導得出的結論，通過ADS仿真軟件進行仿真計算，如圖5所示。建立傳統功率合成網絡仿真模型，設定輸入射頻信號頻率6 GHz，功率為0 dBm，合成支路放大器增益10 dBm，輸出P-1為5 dBm。

圖5 傳統功率合成網絡仿真模型

如圖6所示，合成網絡輸出口對應基波6 GHz的功率為6.16 dBm，二次諧波功率為-4.44 dBm。

如圖7所示，針對上述同樣輸入，利用90°鏡像耦合電橋替換功分合成網絡。仿真結果如圖8所示，可以看出，輸出基波信號功率不變，二次諧波功率由-4.44 dBm變為-7.45 dBm，調諧抑制3 dB，與理論公式推導結論吻合。

圖6 傳統功率合成網絡仿真結果

同理，如圖9所示，針對上述同樣輸入，利用180°鏡像耦合電橋替換功分合成網絡。仿真結果如圖10所示，可以看出，輸出基波信號功率不變，二次諧波功率由-4.44 dBm變為-329.6 dBm，調諧抑制接近無窮大，與理論公式推導結論吻合。

3 實測分析

針對上述模型，搭建實物平臺測試，如圖11和圖12所示。

圖11為傳統功分合成電路，利用1對功分器(黑色)和限幅放大器搭建測試模型，其中2～18 GHz功分器的插入損耗為7 dB，2～12 GHz限幅放大器飽和輸出功率為3±1 dBm(-50～-20 dBm輸入)。如圖12所示，利用1對90°鏡像電橋和限幅器搭建測試平臺，2種電路分別利用信號源輸入頻率2 GHz,功率-30 dBm，頻譜分析儀測試輸出結果(-10 dB衰減匹配)如表1所示。

表1 2種電路實測數據

圖7 90°耦合電橋功率合成仿真模型

圖8 90°耦合電橋功率合成仿真結果

從表1可以看出，相對于傳統電路，基于90°鏡像耦合電路可以實現2.6 dB的二次諧波抑制，符合理論推導計算。

4 結束語

本文提出一種基于鏡像耦合電橋的功率合成電路二次諧波調諧的方法，通過理論和仿真計算得出結論，即90°鏡像耦合電橋可以實現3 dB的諧波抑制；180°鏡像耦合電橋可具備無窮大的諧波調諧能力。基于現有的耦合電路和放大器搭建實物測試平臺，實測結果表明90°鏡像耦合電橋可實現2.5 dB諧波調諧，進一步驗證了上述結論。此方法對寬帶功率放大器合成效率和諧波抑制指標有較明顯的提升，這為設計超寬帶空間或平面功率合成實現大功率輸出要求的放大器有非常重要的意義，也為大功率放大器的工程應用奠定了基礎。

圖9 180°耦合電橋功率合成仿真模型

圖10 180°耦合電橋功率合成仿真結果

圖12 90°耦合電橋實測平臺