2WM全功率LCL建模及優化策略分析

韓向明

摘 要：文章針對2WM全功率LCL建模進行了探討，分析了LCL的參數指標如諧振頻率、總電感量上限、THD、變流器側電流紋波、紋波抑制比等，并進行了LCL的仿真建模型，最后探討LCL的參數設計與優化策略，給出了針對性優化方向。

關鍵詞：LCL建模；優化策略；參數指標

中圖分類號：TM732 文獻標志碼：A 文章編號：2095-2945（2019）02-0133-02

Abstract： In this paper， the modeling of 2WM full power LCL is discussed. The parameters of LCL， such as resonant frequency， upper limit of total inductance， THD， ripple suppression ratio of converter side current， etc.， are analyzed， and the simulation model of LCL is built. Finally， the parameter design and optimization strategy of LCL are discussed， and the targeted optimization direction is given.

Keywords： LCL modeling； optimization strategy； parameter index

1 LCL的參數指標

1.1 諧振頻率

考慮電網諧波背景及非線性開關器件特性，網側電流存在工頻5倍、7倍諧波，同時考慮到抑制諧振的阻尼帶來的品質因數下降，因此LCL諧振頻率需小于10倍工頻；同理不得高于固定開關頻率的一半。

LCL諧振頻率：

其中，Lg為網側電感量，Lcon為變流器側電感量，C為單相電容值。

1.2 總電感量Lg+Lcon上限

為保證網側變流器四象限運行，總電感量存在上限。電感量上限為：

其中，Ug，I分別為相電壓、相電流峰值，調制方式采用SVPWM。

1.3 無功限制

LCL中的電容C，直接從電網吸收無功功率。當網側變流器處于滿發狀態時，電容C從電網吸收的無功與變流器滿載有功的比值為：

其中，Cb為額定阻抗對應的額定電容。

為了維持變流器單位功率因數的工作狀態，C所吸收的無功需要由網側變流器進行補償。因此只要疊加無功補償電流后變流器側滿載電流不超過IGBT的容量，C可以超出通常2.5%～5%Cb范圍的限制?，F行的C能使（3）達到10%。

1.4 THD

THD定義為諧波總有效值與基波有效值之比。國家標準規定其數值不超過5%。THD的選擇對于LCL參數的影響是決定性的。當THD放大1%時，電感量可以有一個明顯的下降。

1.5 阻尼

阻尼用于抑制LCL諧振。LCL濾波優先選用有源阻尼。考慮到仿真模型的調試方便，本報告的仿真模型中采用無源阻尼抑制LCL諧振。阻尼的大小一般與諧振頻率下的電容電抗為相同的數量級，仿真模型中選用1/3。

1.6 變流器側電流紋波

在一般的LCL選型中，通常會根據變流器側電流紋波來確定變流器側的電感量，但二者之間的關系都是近似的。因此這里該參數優先級比較低，主要是在優化階段進行針對性調整。

1.7 紋波抑制比

紋波抑制比是指變流器側電感中的諧波電流經電容分流后，流經網側電感中的諧波電流。該指標可以由LCL參數給出明確的推導，因此在設計中通常會作為一個已知來對LCL問題進行降維。

2 LCL的仿真

2.1 影響仿真結果的因數

仿真結果主要能提供如下信息：（1）系統穩定性；（2）諧波分布及THD；（3）功率因數。系統中能夠影響上述參數的部

分，除了LCL外，主要就是控制環中的PI參數。

2.2 電流控制方法

為了簡化調PI的過程，仿真中將網側PWM的雙環控制改為單環控制。具體做法是：直流側直接由直流電壓源供電，去掉電壓外環只保留電流內環；電流內環中id由檢測的網側電壓相位直接確定，iq用于補償C所吸收的無功，定為0.1（per-unit）。

2.3 交叉解耦相

交叉解耦用于縮短暫態過渡時間以及增加系統穩定性。交叉解耦系數與濾波器中的電感量成正比，因此需要隨設計的感量參數不斷調整。

3 LCL參數設計與優化

現行LCL的設計參數分別如下：

Lg=54uH；C=55.7×4*3=668.4uF；Lcon=97uH；Ripper attenua

tion=8.9%；諧振頻率1045Hz；額定條件下C上吸收無功占輸出有功比值：10%；3KHz下增益：-26.2dB；THD=1.9%（實測）、1.68%（仿真）

仿真系統中交叉解耦系數為0.1（符合151uH的實際感量），實際中控制部分的交叉解耦系數對應的感量為500uH。當交叉解耦系數不符合實際感量時，相當于dq軸上分別增加了一個來自于qd軸分量的騷擾源，因此THD值會有所增大。

3.1 優化方向1

保持無功C，保證3KHz下的增益（優化前后高頻特性基本不變），在500Hz～1.4KHz內調整諧振頻率，使得Lcon+Lg最小。

從圖1中的結果中看出，在滿足諧振頻率范圍限制、無功C恒定以及3KHz以上高頻增益基本恒定的條件下，現行LCL參數接近最優，最優值Lcon+Lg可以降到144.3uH（現行151uH）。加之考慮到網側變流器紋波不宜太大，因此現行LCL參數接近最優值。

3.2 優化方向2

保持無功C不變，適當放開THD但滿足國標要求（本文規定不超過3%），在500Hz～1.4KHz內調整諧振頻率，使得Lcon+Lg能夠盡量降低。

經過多次仿真驗證，Lcon=80uH，Lg=40uH時，THD升至略低于3%（仿真結果為2.56%，考慮仿真與實際間誤差因此需留有裕量）。

下面針對Lcon=80uH、Lg=40uH進行優化，即：維持無功C不變、保持3KHz下增益不變，將諧振頻率在500Hz～1.4KHz下進行調整，使得Lcon+Lg進一步降低。具體做法同3.1中所列，這里只列出結果：圖2右側圖表明，Lcon+Lg可以有進一步降低的可能性（最優值可再降5uH）。但考慮到變流器側電流紋波不宜過大（否則會增加IGBT電流應力），80uH&40uH的組合比較可取，可以認為是這個THD等級的最優值。

3.3 優化方向3

在3.2的基礎上，增加一組電容，以進一步降低電感總量；THD、諧振頻率等參數基本保持不變。

增加一組電容后，單相電容值增至835.5uF。增加電容值一方面增加了LCL吸收的無功功率（此無功功率繼續通過網側變流器補償，以維持單位功率因數），另一方面對于高頻諧波降低了電容支路的阻抗。

3.2中的最優解（Lcon=80uH，Lg=40uH，C=668.4uF）在3KHz下增益為-21.62dB。保持此增益不變，有：

圖3右圖表明，當保持3.2中最優值的高頻特性時，同時考慮變流器側電感電流紋波要求，比較合理的取值是Lcon=70uH、Lg=35uH（較圖3右圖最低點高5uH）。

對比3.2與3.3中的仿真結果：將電容值增加一組（1/5）后，濾波電感總量可以降低15uH。從經濟角度講，此變換前后成本變化不大，但變流器側紋波會較變換前有所增大。

參考文獻：

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