隨鉆聲波測井的正弦脈沖激勵方法和實驗研究

譚寶海,唐曉明,張凱

(中國石油大學(華東)地球科學與技術學院,山東青島266580)

0 引 言

隨鉆聲波測井技術自20世紀80年代末問世至今[1],歷經了地層縱波、橫波和方位聲速成像測量階段的發展,已在海上水平井和大斜度井的鉆井施工和儲層評價方面發揮了重要作用。目前,斯倫貝謝公司的Sonic Scope、哈里伯頓公司的XBAT和貝克休斯公司的SoundTrak儀器代表了隨鉆聲波測井儀器的最高水平,而中國隨鉆聲波測井儀器研發起步較晚,處于單極子儀器的研制和應用階段[2-4]。

隨鉆單極子模式用于測量地層縱波和橫波速度,但不適于軟地層橫波速度測量,而隨鉆四極子模式波在截止頻率附近接近地層橫波速度,且不激發鉆鋌波模式,適于橫波測量[5]。然而,隨鉆單極子聲源激發的鉆鋌模式波幅度往往大于地層縱波的幅度,且相干性極強,這對地層信號形成極大干擾。迄今為止,國內外隨鉆聲波測井儀器均采用刻槽式[6]或變徑組合式[7]的隔聲體來壓制隨鉆單極子激發的鉆鋌波,諸多學者開展了大量理論和實驗研究,獲得了類似隔聲結論。例如,蘇遠大等[8]給出了一種7 in[注]非法定計量單位,1 ft=12 in=0.304 8 m,下同鉆鋌的刻槽隔聲體實測聲衰減曲線和數值模擬的鉆鋌波振幅曲線,其刻槽隔聲體的鉆鋌波最佳有效阻帶范圍為10～20 kHz。實驗測量的聲衰減曲線反映,在理論的隔聲阻帶內的鉆鋌波衰減量均大于30 dB。建議隨鉆聲波測井儀器的聲源最佳工作主頻在12～15 kHz附近。此外,理論和實驗頻譜曲線可以看到,隔聲體有效阻帶外依然存在大量的鉆鋌波頻率不能通過隔聲體很好的壓制。因此,隨鉆單極子儀器的聲源帶寬最好集中在10～20 kHz附近,且加大聲源激勵功率以提高地層波的信噪比。

目前,多極子電纜聲波測井儀器利用各個發射換能器諧振頻率的不同,由不同的發射換能器激發多極子模式波。而隨鉆聲波測井儀器應鉆鋌強度和安全要求,普遍采用一個四方位發射換能器組合激發多極子聲波,即每個方位的換能器需要激發出頻率不同的聲波[2-3]。目前,隨鉆聲波換能器尚不能實現滿足多極子頻率要求的多個諧振頻率和帶寬。聲源激勵方法和電路方面,單脈沖激勵電路因結構簡單和頻帶寬的特點而廣泛應用于發射換能器激勵[9-11]。然而,其激發的發射換能器僅在諧振頻率工作,與激勵脈沖寬度無關,不能激發多個聲波頻率

以實現隨鉆多極子聲源激勵。加窗函數調制的正弦波脈沖激勵是另一種常用的聲波激勵方法,近年被用于研究聲波測井問題[12-14]。本文采用甲乙類推挽功率放大技術,設計了一種激勵參數可控的門控正弦脈沖激勵電路,并通過實驗考察了頻率和帶寬特性,用于多極子隨鉆聲波測井的聲源激發。

1 硬件設計方案

激勵電路由發射主控制器、信號發生器和2個結構相同的激勵通道及高壓儲能和高壓電源等電路構成,其結構原理見圖1。發射主控制器采用德州儀器公司的數字信號處理器TMS320F28335,主要負責接收來自井下儀器總控的命令,包括單極子/四極子模式、門控正弦脈沖激勵頻率、幅度、相位和周期個數等參數。TMS320F28335內部FLASH存儲器內預置了1個完整周期的門控正弦脈沖采樣數據,占128 B。主控制器接收到發射相關命令且譯碼后,按既定抽取和拼接時序讀取FLASH存儲器數據,并輸出到信號發生器電路。信號發生器由數模轉換器DAC1和DAC2,以及低通濾波器組成,作用是將主控制器傳送的數字量轉化為模擬量,并濾除量化噪聲。為了降低2個數模轉換器輸出信號的非一致性,數模轉換器工作于雙通道同步的過采樣模式,物理上DAC1和DAC2由1個12 bit并口數模轉換器AD5447實現,其更新速率高達21.3 Msps。低通濾波器設計為4階有源低通濾波,-3 dB帶寬為30 kHz。

圖1 聲源激勵系統電路結構圖

信號發生器輸出的正弦波脈沖分別傳送到2個獨立激勵通道:激勵通道I和激勵通道II。2個激勵通道電路結構相同、功能獨立,分別激勵相互正交的的2組發射換能器X和Y,通過相位控制實現單極子和四極子模式聲波發射。每個激勵通道由半波整流、功率放大和脈沖變壓器電路構成。半波整流電路負責分離正弦波脈沖的正半周和負半周波形,以驅動后級推挽功率放大的2個輸入端。信號經功率放大后送至脈沖變壓器升壓以產生高壓脈沖,激勵發射換能器X和Y振動而輻射聲能量。2通道的高壓電源HV1和HV2由井下低壓直流+15 V逆變升壓到約+120 V后,向1 000 μF電容量的儲能電路蓄能提供。高壓電源可以被發射主控器關斷和開啟,以保證在發射完畢后降低系統功耗。

每個激勵通道中,變壓器耦合的甲乙類推挽功率放大是門控正弦脈沖激勵的核心單元(見圖2)。前級半波整流輸出的正弦波正半周SIN_P和負半周SIN_N信號分別驅動功率放大器Q2和Q3。SIN_P與Q2靜態工作點設置VBASP電壓經反相加法器U2A疊加,其輸出為正弦波正半周上疊加1個直流偏置電壓,目的在于減少功率放大信號的“交越失真”。信號輸出到Q2功率放大后經脈沖變壓器初級繞組A升壓激勵換能器M。同理,SIN_N與Q3靜態工作點設置電壓VbisN經處理后驅動脈沖變壓器初級繞組B升壓后激勵換能器M。

圖2 聲源激勵原理圖

待機期間,Q2和Q3無正弦脈沖輸入,輸出近乎為零,脈沖變壓器T1初級繞組內無交流電流,發射換能器兩端無激勵電壓。發射期間,當位于正弦波脈沖正半周時刻,Q2導通工作在線性放大區,Q3截止,脈沖變壓器初級繞組內交變電流由中心抽頭HV流向A端,次級繞組內感生高壓,發射正弦波正半周脈沖。同理,當位于正弦波脈沖負半周時刻,Q2截止,Q3導通,脈沖變壓器初級繞組內交變電流由中心抽頭HV流向B端,次級繞組發射正弦波負半周脈沖。如此交替往復,加載到發射換能器兩端的信號相位相反、幅值相等,形成完整的正弦波高壓脈沖激勵換能器發射聲波。

為消除Q2和Q3非工作期間的弱電流和正弦脈沖結束后的拖尾影響,電路中設計了拖尾截斷電路,由DRVP_ENB和DRVN_ENB控制。

2 實驗與分析

系統采用環氧樹脂灌封的YTG-SZ信號隨鉆聲波測井發射換能器,固有諧振頻率15 kHz,靜態電容C0=14.91 nF。測試系統見圖3。發射換能器和接收換能器耦合安裝于鉆鋌的隔聲體兩側,發射激勵脈沖通過1/100分壓和電流采樣及接收信號送入數據采集設備,獲得數字化數據以便處理。

圖3 測試系統結構示意圖

2.1 正弦脈沖頻率測試

圖4給出了5個周期門控正弦脈沖激勵發射換能器的信號波形和頻譜。圖4(a)時域波形圖中,激勵信號頻率從2～15 kHz,形態較好,頻率與發射換能器的固有諧振頻率無關,但激勵電壓幅度高頻低于低頻,分析認為系電路與換能器阻抗匹配差異導致。圖4(b)為未歸一化的頻譜圖,主頻對應關系較好,隨著頻率由高到低變化,帶寬變窄,激勵能量更為集中,有利于隨鉆聲波測井隔聲阻帶內聲源激勵。

圖4 正弦波脈沖(3個周期)激勵信號波形圖和頻譜圖

圖5 正弦波與矩形脈沖對比圖(13 kHz)

圖6 13 kHz激勵的接收鉆鋌波信號波形與頻譜圖

2.2 正弦脈沖帶寬測試

圖6給出了單脈沖和門控正弦脈沖激勵發射換能器的高壓波形和頻譜,換能器激勵頻率13 kHz。圖5(a)時域波形中,單脈沖峰值電壓約3 100 V,門控正弦脈沖峰-峰值電壓約2 200 V,1～5個周期的正弦脈沖形態和幅值一致性較好。圖5(b)為歸一化的頻域幅度譜圖,單脈沖激勵的頻帶最寬,頂峰平坦,-3 dB帶寬約20 kHz(2～22 kHz);門控正弦脈沖具有明顯的窄頻帶特性,且隨著周期個數增加,帶寬變窄,且帶寬變窄速率越來越小。圖5(b)也可看到,單個周期激勵的頻譜頻率向低頻偏移,分析認為系激勵脈沖尾部的低頻拖尾影響,電路有待改進。總體而言,通過改變門控正弦脈沖的周期個數控制激勵信號帶寬,將聲源激勵頻率和激勵能量有效控制在儀器隔聲體阻帶(如10～15 kHz)內,可以抑制隔聲阻帶外的鉆鋌波產生。

2.3 接收波形測試

為進一步驗證上述結論,圖6給出了不同周期個數正弦脈沖激勵獲得的接收鉆鋌波信號波形和頻譜圖,發射換能器施加的電脈沖頻率13 kHz,隔聲體阻帶12～20 kHz。圖6(a)可以看到,在3～5個周期個數激勵內,接收換能器接收到的聲波信號幅度隨著激勵周期個數的增多而明顯增強,5個激勵周期后,幅度變化不明顯。分析認為,發射換能器輻射聲波能量在5個周期左右接近效率最大。圖6(b)給出接收波形的歸一化幅度頻譜圖,考慮13 kHz激勵主頻處隔聲體衰減是相同的,將13 kHz激勵主頻的頻譜對齊處理。隨著激勵1個或2個周期時,10、15 kHz及20 kHz以上具有較大能量通過隔聲體,3、5、10個周期激勵時,13 kHz主頻外通過隔聲體能量差別不大。結合圖5(b)分析,1個或2個周期個數激勵的信號具有相對較寬的帶寬,隔聲阻帶外存在激勵能量,盡管獲得了隔聲體的衰減,但仍較大。3個周期以上的激勵信號帶寬基本在阻帶內,故阻帶外幾乎沒有激發的鉆鋌波成分。

3 結 論

(1)采用推挽式功率放大技術設計了多極子隨鉆聲波測井激勵源,并進行了實驗測試。

(2)正弦波激勵源施加的激勵信號頻率基本與換能器固有頻率無關,但激勵功率與阻抗匹配有關,因此,該脈沖源可用于四方位組合換能器的多極子聲源激勵。

(3)激勵頻率確定的條件下,通過改變激勵信號的周期個數,能夠控制激勵信號帶寬,從而保證鉆鋌波位于隔聲體阻帶內,降低數據采集電路的濾波要求,提高測量聲波信號的信噪比。