基于恒流斬波的運載火箭推力調節電機細分驅動技術

孫海峰 王 鵬

北京航天自動控制研究所，北京100854

運載火箭發動機推力調節功能由控制系統控制推力調節電機驅動發動機活門，將發動機推力提高或降低，實現運載火箭變推力控制。

運載火箭推力調節電機是一種二相混合式步進電機。步進電機是一種將數字脈沖信號轉化為機械角位移或者線位移的數模轉換控制電機，每接收到一個脈沖信號，步進電機按設定的方向轉動一個固定的角度，角度和脈沖存在對應關系，通過控制脈沖個數可以實現角度的調節[1]。推力調節步進電機控制過程中，通過脈沖頻率的變化控制電機運行速度，實現穩定起步和停止，實現穩定精確控制。

細分驅動技術是一種可以顯著改善步進電機綜合使用性能的驅動控制技術，本文介紹的運載火箭推力調節電機細分驅動技術采用了恒流斬波控制方式，實現對繞組電流的精確控制，該細分驅動技術保證了運載火箭推力調節控制功能的精確性和穩定性。

1 步進電機細分驅動技術概述[2-5]

步進電機由于驅動控制簡單、無累積誤差等優點，被廣泛應用于經濟型的高分辨率數控定位系統中。它具有和數控系統接口方便，定位精確，無需反饋可構成開環系統等優點，但也正是由于它結構上的特點存在轉速不夠平穩，步距角較大，特別是在低速時，甚至會出現震蕩現象，限制了它在高精度場合下的應用。

針對步進電機的分辨率及精度不高，精度與快速性相矛盾，動態中有失步及振動、噪聲大等缺點，一種比較特殊而有效的細分驅動技術應運而生。其工作原理是通過控制步進電動機各相繞組的電流，使其在0到最大值之間有多個穩定的中間狀態，使相應的磁場矢量方向和幅值都有一系列穩定的中間狀態，電機轉矩產生一系列與磁場矢量方向對應的中間態。其實質是一種電流反饋控制，將繞組的傳統矩形電流波供電改為階梯形電流波供電。在不改變電機內部結構的前提下，使步進電機具有更小的步距角、更高的分辨率，使電機運行平穩，減少或消除電機震蕩、減少噪聲。

2 推力調節電機細分驅動技術設計

運載火箭推力調節控制系統由推力調節控制器和推力調節驅動器組成。推力調節控制器完成控制脈沖細分控制功能，實現推力調節電機的變頻控制和脈沖發送控制；推力調節驅動器是推力調節電機的功率驅動機構，接收推力調節控制器發送的脈沖，負責完成推力調節電機的細分控制和功率輸出驅動控制。

運載火箭推力調節電機細分驅動采用全硬件方式實現的恒流斬波技術，硬件上通過采樣電流與參考電流的比較值決定驅動電路的導通，沒有外來固定頻率，使繞組電流在低頻和高頻階段都可以保持恒定。通過脈寬調制(PWM)技術，使繞組電流穩定在額定值，在PWM控制下的繞組電壓和電流波形關系如圖1所示[6]。

圖1 繞組PWM恒流斬波電壓電流波形

周期脈沖信號的導通階段(ton)對繞組進行充電，截止階段(toff)繞組通過續流回路進行放電。當脈沖的頻率和寬度達到一定值時，繞組的電流將基本是一個恒定值，并帶有微小的紋波信號。當脈沖寬度改變時，繞組的電流發生變化。脈沖寬度用來控制繞組電流的占空比，信號占空比越大，繞組上的平均電流越大。運載火箭推力調節電機細分驅動采用PWM來精確控制繞組電流的大小，保證步進電機轉矩的穩定。

2.1 電流細分設計

推力調節電機為二相混合式步進電機，每相工作電流峰值≤3.0A。

運載火箭推力調節步進電機的細分控制中，采用電流矢量恒幅均勻旋轉的細分方法，即同時改變推力調節電機兩相電流iA和iB的大小，使電流合成矢量i等幅均勻旋轉，從理論上消除了相角滯后的變化對細分角的影響，確保電機步距角細分的實現。

兩相混合式推力調節步進電機通電時的電流合成矢量圖和電流細分公式如圖2和式(1)所示。

圖2 推力調節步進電機電流合成矢量圖

iA=iMcosθiB=iMsinθ

(1)

合成后的電流矢量為i，幅值為iM；轉過的空間角為θ=90/m，m為步進電機細分數。

細分后的電機繞組相序為：

細分后的A相和B相繞組理想電流及時序對應波形如圖3所示。

圖3 電機兩相電流理想波形圖

2.2 推力調節步進電機細分驅動電路設計

運載火箭推力調節驅動器接收推力調節控制器發送的不同頻率的控制脈沖信號(CP脈沖信號)，實現推力調節步進電機的速度和驅動控制。推力調節驅動器的細分驅動電路主要由電流基準合成電路、斬波驅動信號電路、H橋輸出電路和電流比較電路組成，電路原理如圖4所示。其中恒流斬波驅動功能主要由斬波驅動信號電路、H橋輸出電路和電流比較電路完成，用于精確控制步進電機繞組電流的大小；而電流基準合成電路則用于設定繞組電流的大小。

圖4 運載火箭推力調節步進電機細分驅動電路原理圖

1)電流基準合成電路

電機電樞工作時最大值為3A，臺階為2.1A。為電路便于實現，將基準電流線性對應為基準電壓，即3A對應3V，2.1A對應2.1V，0A對應0V。為進一步簡化電路，使用電阻對電機電流進行采樣，見圖6中電阻R。由于電機繞組施加左正右負的正向驅動電壓與施加右正左負的反向驅動電壓時，流過采樣電阻R的電流都為上正下負，所以驅動電流的采樣電壓都為正，故所需電流基準的電壓波形如圖5所示。

圖5 電流基準波形

設計時通過電阻對基準電壓進行分壓，產生2.1V、3V基準電壓，并將0V、2.1V及3V送4路電子開關。利用8位環形計數器將推力調節控制器發來的CP脈沖信號輸出8位格雷碼，其輸出位分別為Y0、Y1、Y2、Y3、Y4、Y5、Y6和Y7，將Y0、Y4相或Y1、Y5相或Y2、Y6相或、Y3、Y7相或，按照時序接通對應的連接0V、2.1V和3V電子開關，從而產生圖5的波形。

2)H橋驅動電路

運載火箭控制系統推力調節驅動器的一相H橋輸出電路圖6所示，每相繞組由4個MOS管驅動，一臺電機的兩相驅動電路彼此獨立，但其電路相同。

圖6 H橋與繞組等效電路

H橋驅動電路的4個MOS管分為2組，V1和V3為一組，V2和V4為另一組。其中V1和V4還由電流比較電路控制，當電機繞組電流達到基準值后，關斷V1或V4，低于基準值后，打開V1或V4形成斬波。當V1和V3導通時，V2和V4截止，28V母線通過V1、V3、電機繞組、電流采樣電阻R形成回路，定義為電機繞組承受正向電壓，電流上升；反之，V2和V4導通時，V1和V3截止，28V母線通過V2、V4、電機繞組、電流采樣電阻R形成回路，電機繞組承受反向電壓，電流下降。

3)電流比較電路

電流比較電路對通過繞組的電流進行檢測，當達到設定值時，控制V1或V4的導通和截止，使通過繞組的電流穩定在設定值。

電流比較電路通過采樣電阻R采樣電機電流，由于電阻R的阻值較小，需要對電流采樣信號放大，放大倍數按電機電流0A～3A，線性對應放大器的輸出電壓0V～3V選取。電流采樣的電壓放大信號送入比較器的反向輸入端，電流基準信號送入比較器，當電機電流采樣放大后的信號小于電流基準值時，電流比較器輸出為1，驅動V1或V4導通，電機電流上升；當電機電流采樣放大信號大于電流基準值時，電流比較器輸出為0，控制V1或V4截止，電機電流下降；當電流小于基準值后，比較器輸出由0變1，V1或V4再次導通，電機電流上升。如此反復，使電機電流在基準值上動態穩定。即通過采樣電機電流與基準電流比較，電機電流小于基準值，電機繞組施加電壓，電機電流上升；電機電流大于基準值時，斷開施加在電機繞組上的電壓，電機電流下降。

4)斬波驅動信號電路

電流比較電路輸出信號送斬波驅動信號驅動電路，驅動信號電路主要由橋臂專用驅動器IR2110等組成。IR2110的特點是其輸入端可以直接與TTL、CMOS電平相匹配，工作頻率高，可達500KHz；開通、關斷延遲時間小，分別為120ns和94ns，圖騰柱輸出峰值電流2A，并具有懸浮自舉升壓電路，減少了上橋臂管的驅動用輔助電源。采用IR2110后外圍線路簡單，輸入直接連接比較器的輸出，輸出直接驅動H橋MOS管。

3 試驗驗證及結果分析

推力調節驅動器根據推力調節控制器發送的脈沖信號頻率，控制步進電機，電機額定工作頻率為3200Hz。為保證推力調節步進電機的平穩可靠運行，步進電機的速度控制存在升速、勻速、降速過程，推力調節控制器發送的脈沖頻率從800Hz開始，逐漸升頻至3200Hz，勻速工作一段時間后再降速至800Hz停止。

通過試驗對推力調節過程中步進電機的1個繞組電流波形進行采樣，對不同頻率下步進電機的運行情況進行分析。為了便于論述，本文選取了加速過程中不同頻率的3個狀態下的電流波形，并與理想波形進行了對比分析，分別見圖7～9所示。圖7為800Hz狀態，圖8為1200Hz狀態，圖9為3200Hz狀態。

圖7 800Hz電流波形

圖8 1200Hz電流波形

圖9 3200Hz電流波形

通過上述波形可以看出：

1)理想波形是電流上升時，繞組電流能迅速從0上升到額定電流，而下降過程則能從額定電流迅速下降到0，但實際情況并非如此，電機繞組是一個感性負載，電流不能突變，只能在一定的時間常數下按式(2)和(3)的指數規律變化，電流的上升過程用式(2)表示，下降過程用式(3)表示[7]。

(2)

(3)

(4)

式中，I(t)為繞組電流；IM為峰值電流；τ為電流上升或下降的時間常數，L為繞組的電感，RL包括繞組本身的電阻、二極管的內阻。

由于繞組電感的存在，繞組實測波形圖中電流按照指數規律上升或下降，在高頻段尤為明顯，與理論分析一致；

2)在各個頻段，繞組電流按照設定值進行恒流調整，符合恒流斬波技術理論分析；

3)在步進電機運行的低頻段，繞組實測波形和理想電流波形的相位保持一致，幅值與理想波形一致，在低頻段有明顯的PWM控制存在；

4)在高頻段，流過繞組的實測電流和理想波形的相位和幅值不一致，實測波形的相位約滯后于理想波形，幅值也較理想電流低。具體原因分析如下：

①由于步進電機繞組電感的存在，當輸入的控制脈沖頻率較低時，相繞組通電的時間也較長，此時Ttf>Tsh(Ttf為繞組通電時間，Tsh為電流上升、下降時間，下同)，有足夠的時間使電流上升至額定值，達到額定值后PWM控制電流輸出，并使電流維持在額定值，直到控制周期結束。從圖7低頻段的電流波形圖可以看出，在電流上升或下降至額定值后，有明顯的PWM調制過程存在；

②隨著頻率升高，通電時間變短，Ttf≈Tsh，在控制周期內電流達到額定值后的剩余時間越來越少，PWM控制也越來越少。從1200Hz頻率的電流波形(圖8)可以看出，電流能上升至額定值，但PWM調制過程已明顯少于800Hz;

③頻率再提高，將導致通電時間進一步縮短，Ttf

為測試采用本細分驅動技術的推力調節步進電機轉矩輸出能力，試驗采用扭矩儀設計了4種負載狀態，分別為15Nm、18Nm、20Nm及25Nm，對步進電機的輸出轉矩進行了測試，通過電機電位計阻值與理論阻值的偏差，對電機運行情況進行判別，在4種負載狀態下，通過測量電機電位計阻值，發現步進電機運行平穩精確，電機電位計阻值偏差均滿足要求，未發生失步或過沖情況。運載火箭推力調節功能要求推力調節電機轉矩輸出≥15Nm，隨著頻率的升高，步進電機的輸出轉矩下降，但由于采用了恒流斬波的細分驅動技術，使步進電機在高頻段仍能保持穩定運行，轉矩輸出也滿足系統要求，且余量較大；試驗發現，通過細分驅動技術使得步進電機工作中的低頻振動較小，電機噪聲較低，可見細分驅動技術是降低步進電機低頻振動的有效方式。

4 結論

采用恒流斬波技術的運載火箭推力調節細分驅動技術提高了推力調節驅動器的性能，保證了推力調節步進電機在不同頻率下輸出轉矩基本恒定，降低了推力調節步進電機的共振現象。雖然由于PWM技術的使用使電機繞組電流含有一定的高頻分量，但由于電機繞組電感的濾波作用，并不影響步進電機的功能。該細分驅動技術已經過多項大型地面試驗和飛行試驗驗證。