王 茵,莫金容,施燕峰,鄢婷婷

(1.貴州師范大學智能信息處理研究所,貴陽 550001;2.貴州交通職業技術學院,貴陽 550001)

自問世以來,后向散射通信因其低成本和低功耗已在RFID(Radio Frequency Identification)系統中得到普遍應用[1-2]。同樣地,運用后向散射通信原理,傳感節點發射機可簡化成連接到天線的晶體管,將大大降低無線通信系統的成本和功耗。例如,華盛頓大學的學者研究了基于后向散射通信具有射頻能量獲取的WISP(Wireless Identification and Sensing Platform)無線智能傳感系統,該系統支持標準的UHF RFID協議,具有可編程、可擴展的功能,已在無線測溫、生物信號獲取等領域得到應用[3-5]。還有,基于后向散射通信和無線能量獲取的汽車主動式安全監測研究也受到普遍關注[6-8],如胎壓監測系統[9];在激光脈沖主動探測和PM2.5測量的應用中,前者分析了大氣散射模型導致的后向散射對激光脈沖的影響,后者基于后向散射建立了PM2.5顆粒物濃度的方法[10-11]。此外,后向散射原理在新興的綠色通信技術和無線功率的時間優化方案上得到相應的研究[12-13]?？梢韵嘈?后向散射無線傳感網絡的研究和應用會得到越來越多的重視。

與RFID系統較高的數據速率不同,后向散射無線傳感網絡主要用于變化相對較慢的環境,數據速率往往較低,一般在10 bit/s左右。因此,后向散射無線傳感網絡工作距離較大,連續工作時間也較長。但是,正因為實現簡單,后向散射傳感節點沒有接收機,也不具有防碰撞功能,不像RFID系統那樣,具有協商和同步機制。而對于多傳感器應用環境,必須考慮同頻道干擾問題[14-15]。鑒于此,基于頻分多址FDMA(Frequency Division Multiple Access)和軟件無線電技術SDR(Software Defined Radio)[16-17],本文提出一種無干擾可配置的后向散射無線傳感網絡架構,以提高無線通信的靈活性、可擴展性、抗干擾性,降低成本和功耗。

1 后向散射傳感信號模型

后向散射傳感節點結構非常簡單,可表示成開路和短路兩個負載狀態間切換的天線,如圖1所示。圖1中,當后向散射傳感收發器發送的射頻載波信號被后向傳感器天線接收后,受傳感數據的影響,傳感節點負載狀態不斷變化,反射系數也隨之變化,從而實現反射信號被傳感數據調制,并通過后向散射傳回傳感收發器。

圖1 后向散射傳感信號模型

如果記傳感收發器發送的未調制載波復信號為:

(1)

式中:P、ωc和φc分別是載波信號的峰值功率、角頻率和相位。

則第i個傳感器接收到載波復信號可表示為:

(2)

式中:αi是路徑傳輸衰耗。

引起天線負載變化的傳感數據是二元序列,則時變的反射系數可表示為:

(3)

式中:ak∈{+1,-1}是反射系數對應的二元序列,對應于負載的開路和短路兩個狀態,p(t)是周期為Ti的傳感數據矩形脈沖。

(4)

式中:τi為信號傳輸時延,φoi是接收到的傳感信號的相位。

如果有多個傳感器同時工作,則收發器收到的信號為:

(5)

式中:n(t)是高斯白噪聲。

從上可見,經過反射,載波信號幅度和相位已被傳感數據調制,即后向散射傳感信號通過調幅和調相,實現了后向散射調制通信。

還可見,區別于傳統的無線傳感網絡和RFID系統,這種后向散射無線傳感網絡系統具有如下特點:

①由于傳感器沒有產生本地的射頻信號,只是反射收發器的載波信號,沒有頻偏,因此,收發器實現簡單,可采用零中頻的接收方式,不存在鏡像干擾的問題,也易于實現集成。

②由于后向散射傳感信號是一個慢變化信號,傳感數據速率低,大都是10 bit/s量級[18],可降低傳感節點功耗,提高傳輸距離。

③由于傳感數據速率低,傳輸時延可忽略不計,收發器與傳感器之間自然同步,收發器和傳感器實現簡單,且反射信號可以只考慮幅度調制,即可用ASK調制表征傳感節點的后向散射通信。

但是,由于后向散射傳感節點沒有接收機,不像RFID系統那樣,具有協商和同步機制,也不具有防碰撞功能。因此,對于多傳感器應用環境,會出現頻率干擾問題,即類似于RFID系統多標簽碰撞。

2 可配置架構

正如前述,由于后向散射傳感節點結構簡單,沒有RFID系統的防碰撞協議,因此,當多個傳感器同時工作時,會出現同頻道干擾問題,從而影響傳感器的無線接入和系統性能。因此,提出一種基于頻分多址和軟件無線電的后向散射無線傳感網絡架構,實現傳感數據脈沖周期的可配置,避免多傳感數據功率譜混疊,既保證后向散射無線傳感網絡靈活性,又改善系統性能。

2.1 基于軟件無線電可配置的架構

圖2是廣義上的軟件無線電架構,包括射頻前端、帶寬變換和數據處理三部分[16]。射頻前端由天線、低噪放大器和上、下變頻器組成,上、下變頻器中心頻率可配置;在軟件無線電架構鏈中,帶寬變換最重要,包括A/D和D/A,它決定系統的整個帶寬,影響數據處理的方式、速度和系統的性能。為提高系統性能,要求A/D和D/A盡可能靠近天線。這種方式盡管結構靈活,但因其需要較高的采樣率,物理上較難實現;數據處理單元比較靈活,可采用PC機、FPGA、DSP中的一種,或者它們之間的組合實現。

傳統無線傳感節點的組成如圖3(a)所示。圖3(a)中,收發器完成傳感數據的調制和射頻放大,或者完成射頻信號到數字信號的轉換。收發器采用硬件的方式實現物理層、鏈路層的功能,僅能支持一種通信協議和頻段,擴展性、靈活性差。

圖3 可配置的傳感網絡架構

因此,基于軟件無線電技術,利用軟件無線電的優點,提出一種可配置后向散射無線傳感架構。第1步,構建基于軟件無線電的后向散射傳感收發器架構,如圖3(b)所示。圖3(b)中,采用基于DSP的數字頻率合成技術,實現收發器載波頻率的可配置,以滿足不同工作頻段的需要;采用FPGA+DSP技術,實現傳感數據的頻譜分析、濾波和其他處理,并支持多種協議,實現與其他網絡的互聯。第2步,構建基于軟件的脈寬可配置后向散射傳感器。采用FPGA+DSP技術,實現傳感數據脈沖寬度的可配置,如圖3(c)所示。

實現這種可配置的后向散射無線傳感網絡系統可分為兩個階段。第一階段,原型驗證階段。這個階段要求軟件容易編程,采用具有較強的計算能力的軟件無線電平臺,驗證提出的架構和算法;第二階段,系統優化完善階段。在第1個階段的基礎上,第2個階段完全采用FPGA+DSP技術,實現系統的靈活性和可擴展性,同時降低系統的成本和物理尺寸。

本文工作屬于第一階段,采用成熟的軟件無線電平臺,驗證提出系統的可行性和合理性。

2.2 脈沖周期配置條件

既要避免同頻道干擾,解決多傳感器無線接入的問題,又要使后向散射傳感節點結構簡單,本文提出一種具有副載波調制的接入方法,即FDMA的接入方法。

由于方波信號功率主要集中在基波,因此,為便于分析,接收到的ASK調制傳感復信號可用基波表示為:

(6)

式中:ωi=2π/Ti,也就是頻分多址副載波的角頻率。

按照相關短距離無線通信的頻譜的約束,功率譜可近似表示為[19-20]:

S(f)≈1/(f-fi)2

(7)

式中:fi=1/Ti

并且,信號功率譜集中在fi±ri/2的范圍內,即信號帶寬為:

Wi=ri=1/Tbi

(8)

式中:Tb是傳感數據碼元寬度。

因此,如果第1,2,…,n個傳感器對應的脈沖周期滿足:T1

(9)

以此類推:

(10)

同時,由于頻譜資源有限,為保證這n個傳感數據能被傳感收發器接收,則這n個傳感器對應的數據碼元寬度還應滿足下式:

(11)

式中:B是傳感收發器接收帶寬,一般可選擇為有關無線電規范劃分的頻道帶寬值250 kHz[19]。

式(10)給出了實現多傳感器無干擾接入必須滿足的傳感數據脈沖周期約束,而式(11)則給出了多傳感器接入傳感(二元)數據累積符號率的上界。利用這些約束和上界,可靈活配置多傳感數據脈沖周期,實現后向散射多傳感器無干擾接入。

3 原型實現

近年來,隨著軟、硬件技術的發展,各種適合科學研究的軟件無線電平臺應運而生。如采用Linrad,High Performance Software Define Radio,GNU Radio和LabVIEW實現的軟件無線電平臺原型等。其中,采用LabVIEW和GNU Radio實現的軟件無線電平臺原型最普遍。

3.1 LabVIEW和GNU Radio

GNU Radio是開源的軟件無線電專用開發軟件,支持Linux和Windows環境,采用圖形化和文本編程模式。GNU Radio 運用主要采用Python編程語言編寫,而核心信號處理模塊則是C++在帶浮點運算的微處理器上構建的。因此,可在C++環境下開發所需的信號處理模塊,并可在低成本的射頻前端上實現軟件無線電平臺原型。

LabVIEW是一種通用的編程系統,提供圖像化編程環境,包含數據采集、射頻通信、信號分析、數字濾波、數據分析、數據顯示及數據存儲等函數庫,支持Windows環境,提供圖形用戶接口和方法,便于圖形化和文本編程。LabVIEW具有Mathscript腳本函數,可編寫及調用MATLAB函數,也可在C++環境下開發所需的信號處理模塊,功能更加強大,需要依托射頻前端才能實現軟件無線電平臺原型。

目前,射頻前端用得最多的是USRP。NI USRP2930可接收GPS時鐘信號,USRP發射、接收和本振單元可共享此時鐘,確保發送載波具有極高的頻率準確度和穩定度[21],可降低傳輸的相位抖動,這對于后向散射無線傳感網絡十分重要[22]。因此,考慮到軟硬件兼容性,本文采用LabVIEW+NI USRP 2930的組合,實現支持后向散射無線傳感網絡的軟件無線電原型。

3.2 NI USRP2930

NI USRP2930完成物理層功能,連接到運行LabVIEW的主機,構成軟件無線電原型。NI USRP2930有兩個SMA連接器,其中一個工作在收發雙工模式上,另一個工作在只有收的單工模式上。對于接收模式,射頻信號經標準的SMA接口連接到USRP2930,并通過直接數字下變頻生成數字基帶I、Q信號,其中采用14位的模數轉換ADC,采樣率為100 MS/s,數字下變頻器可對模數轉換后的100 MS/s數字信號進行濾波、抽取等處理,按需要生成不同碼速率的數字基帶I、Q信號。最后,生成的數字基帶I、Q信號經Gbit/s以太網口連接到主機;而對于發送模式,主機生成的數字基帶I、Q信號經Gb以太網口連接到NI USRP2930。NI USRP2930數字上變頻器通過插值的方式,將主機生成的數字基帶I、Q信號變成100 Mbit/s數字信號,并經16位、采樣率為400 MS/s的數模轉換器轉變成模擬信號。最后,數模轉換器生成的模擬信號經混頻、放大等處理后,經天線發送出去,如圖4所示。

圖4 NI USRP 2930組成

NI USRP2930工作頻率范圍50 MHz～2.2 GHz,中心頻率可調,瞬時帶寬達25 MHz,覆蓋FM無線電、GPS、GSM、雷達和ISM頻段;集成GPS時鐘獲取功能,生成頻率準確度和穩定度極高的本地10 MHz時鐘參考信號,供USRP發射、接收和本振單元共享。

3.3 可配置、射頻喚醒的后向散射傳感網絡原型

基于USRP的可配置后向散射傳感網絡原型如圖5所示,原型架構由兩臺NI USRP2930、一塊NI USB6216數據采集卡、一個WISP無線能量獲取模塊和兩臺主機組成。

圖5中,一臺主機和與其連接的NI USRP2930完成連續載波的發送、傳感信號的接收和數據提取等,實現射頻載波的產生和發送、后向散射信號的接收和數字基帶I、Q信號的產生等,即構成基于軟件無線電的后向散射傳感收發器原型;另一臺主機和NI USRP2930、NI USB6216數據采集卡、WISP射頻能量獲取模塊[3]和傳感器及信號調理電路集成構成可配置后向散射傳感節點原型,實現脈沖周期(副載波頻率)配置和傳感數據的采集和發送。其中,WISP是一種UHF頻段射頻能量獲取、無電池、基于后向散射通信的無線感知標簽,射頻能量通過WISP芯片經多級倍壓電路并整流成直流電壓向傳感器供電,即WISP射頻能量獲取模塊與傳感器的集成,構成射頻喚醒的后向散射傳感節點。而主機、NI USRP2930、NI USB6216數據采集卡和LabVIEW一起,實現傳感數據脈沖周期的可配置。

圖5 可配置后向散射傳感網絡原型

圖7 傳感節點圖形用戶接口

4 實驗設置和結果

根據第3節中提出的無干擾可配置后向散射傳感網絡原型,通過仿真和實驗的方式,驗證提出架構的合理性和可行性,評估系統性能。

4.1 實驗設置

4.1.1 實驗環境

實驗環境如圖6所示,包括兩臺PC主機、兩臺 NI USRP2930,一臺TEK TDS3032C示波器,一個WISP射頻能量獲取模塊,一塊NI USB6216數據采集卡,一塊集成溫度和濕度傳感器的信號調理電路板塊。

圖6 實驗環境圖

實驗參數設置:載波頻率915 MHz,溫度和濕度傳感數據碼元寬度分別設置為滿足式(11)的0.02 s和0.05 s,傳感數據脈沖周期可調。

4.1.2 基于LabVIEW的圖形用戶接口

基于LabVIEW,創建傳感收發器和傳感節點兩個圖形用戶接口,如圖7和圖8所示。傳感節點圖形用戶接口可配置傳感數據脈沖周期、載波頻率和數據采樣率,可顯示基帶IQ信號;傳感收發器圖形用戶接口可配置發送查詢載波頻率和信號獲取濾波器參數,顯示接收到的信號功率譜和基帶IQ信號。

圖8 傳感收發器圖形用戶接口

圖7中,傳感節點圖形用戶接口包括DAQ數據采集、USRP參數和ASK調制參數等模塊。其中,DAQ數據采集模塊可設置多通道和定時,本實驗采用模擬輸入兩路通道ai0和ai1,采樣時鐘源使用板上時鐘,采樣率為200 k;USRP參數模塊可設置USRP設備的IP地址、I/Q數據速率、載波頻率和天線端子等;ASK調制參數模塊可設置ASK調制的符號率、M進制數和濾波器參數等。同時,DAQ連續實時采集的溫、濕度兩路信號,經LabVIEW數據格式轉換,采集到的2路信號分別對可配置的副載波調制,合路后調制915 MHz載波,最后由USRP將傳感數據發送出去。

圖8中,傳感收發器圖形用戶接口可配置USRP和ASK解調參數,配置發送查詢載波頻率,顯示接收到的信號功率譜和基帶IQ信號。

圖9 WISP電壓輸出波形

4.2 仿真和實驗結果

4.2.1 無線能量獲取

當載頻為915 MHz,USRP發射功率為20 dBm,USRP與WISP模塊相距30 cm時,TEK TDS3032C示波器測得WISP輸出電壓波形如圖9所示。

從圖9可見,WISP輸出電壓最小值為0.85伏,通過倍壓電路使其升壓,可以滿足傳感器(TMP20溫度傳感器、HDC1000濕度傳感器)正常工作,從而實現傳感節點的射頻喚醒。

圖10 接收到的后向散射基帶信號

4.2.2 接收到的后向散射基帶IQ信號

收發器USRP接收到的后向散射基帶IQ信號如圖10所示。

圖10(a)中,只有一個傳感節點工作,接收到的后向散射基帶IQ信號有兩個電平,分別對應于“0”和“1”兩個電平;圖10(b)中,有兩個后向散射傳感節點工作,傳感數據的副載波頻率分別設置為20 kHz和19.98 kHz,接收到的后向散射基帶IQ信號有多個電平,表明兩個后向散射傳感節點出現了碰撞;圖10(c)中,有兩個后向散射傳感節點工作,傳感數據的副載波頻率設置分別為20 kHz和1 kHz,滿足頻譜不混疊條件,即式(9),接收到的后向散射基帶IQ信號只有兩個電平,表明兩個后向散射傳感節點沒有出現碰撞,相互間無干擾。以上3種情況對應的接收信號功率譜如圖11所示,圖11(a)中,只有一個信號功率譜;圖11(b)中,有兩個信號功率譜,但明顯出現頻譜混疊;圖11(c)中,有兩個信號功率譜,并未出現頻譜混疊。

圖11 接收信號功率譜

4.2.3 誤差矢量幅度

誤差矢量幅度EVM(Error Vector Magnitude)是描述射頻系統頻率、相位和幅度總體指標。根據ITU相關標準[23],結合本文提出的框架,EVM可定義為:

(12)

910 MHz～915 MHz頻率范圍,USRP傳感節點發送功率設為20 dBm,測得的EVM的值為2.8%。

4.2.4 中斷率

根據中斷率的定義,λth對應于符號差錯率閾值對應的信號與干擾加噪聲比。因此,參照高斯信道下ASK調制誤碼率為1×10-2時,對應的信噪比10.34 dB為信號與干擾加噪聲比閾值λth,其他參數參考3GPP規范[24],即EiTi/N0=44.7 dB,li=-1 dB,μ=1,σ=0.5。

考慮兩個用戶,即當fi=1 k,fj在100 Hz～2 kHz范圍時,中斷率的70 000次Monte Carlo仿真和數值計算[25]結果如圖12所示.。圖12中,數值計算與Monte Carlo仿真誤差小于1.86%。

圖12 中斷率Monte Carlo仿真和數值計算

5 結論

基于軟件無線電技術,本文提出一種面向多傳感應用、無干擾可配置的后向散射無線傳感網絡架構。這種架構可應用于不同場合,具有很強的靈活性,并且成本、功耗低。

為驗證提出架構的有效性和可行性,基于LabVIEW和USRP平臺,構建了架構的實現原型,給出了多傳感器無碰撞接入的約束條件。實驗證明,通過靈活配置副載波,可實現多傳感器的無碰撞、無干擾接入。最后,實驗和數值仿真表明,誤差矢量幅度EVM值小于2.8%,數值分析和Monte Carlo仿真驗證間中斷率誤差小于1.86%,為下一階段工作打下了基礎。