GNSS導航信號的開環補償多徑抑制方法

高科

(中國西南電子技術研究所,四川 成都 610036)

0 引 言

多徑效應是指由于傳輸信道中存在遮擋物,使得測距信號的直達信號和散射后的復制品一起到達接收機,造成原始測距信號在幅度、相位和延遲上發生變化,進而影響測量精度。一旦多徑信號相對于直達信號的延遲在正負1個碼片之內,就會對偽距的測量帶來較大的誤差。

隨著全球導航衛星系統(GNSS)的增強和現代化程度的提高,對GNSS的定位精度提出了越來越高的要求。星歷誤差、電離層和對流層延遲誤差、衛星鐘差等可以通過建立更加精確的模型和采用差分測量等措施進行減小或消除,而多徑信號由于不具備空間相關性,難以通過差分方法進行消除[1],已經成為影響衛星導航測距精度的重要誤差來源[2]。因此研究多徑抑制方法對提高導航定位的準確性具有重要意義。

1 目前常用多徑抑制方法

多徑抑制主要有兩類方法,一類是天線抑制多徑技術[3-4],另一類是接收機處理抑制多徑技術。天線抑制多徑技術通過改進天線結構,使得方向圖的主瓣對準測距信號的來波方向,減少對多徑反射方向信號的接收。該方法通常需要已知或估計發射端的角度信息,具有一定的局限性。接收機處理抑制多徑技術可以分為參量式和非參量式兩類。

參量式是使用估計理論來估計多徑信號的參數,然后根據估計參數修正接收信號,減小多徑信號的影響。最大似然估計被認為是一種理想的多徑估計方法,MEDLL算法[5]、MMT算法[6]等都采用了最大似然估計。文獻[7]提出使用一組由卡爾曼濾波器控制本地碼相位的相關器對接收信號的相關峰進行可變間距采樣,提高了多徑參數的估計精度。文獻[8]在偽碼解擴前通過最大似然估計方法來估計直達信號,然后通過對多路相干積分進行最優組合,得到碼相位跟蹤誤差的最佳估計值。文獻[9]提出了一種利用相關曲線偏差分離導航衛星多徑信號的方法。

參量式技術雖然對多徑的抑制效果較好,但是計算復雜度高;而非參量式旨在設計特殊的鑒別器,使之對多徑信號不敏感,由于其計算復雜度較低,得到了廣泛的應用。如窄相關技術把延遲鎖定環路的早遲間隔由傳統的1個偽碼碼片縮短到小于1個偽碼碼片,同時提高了接收信號的帶寬,可以顯著地降低多徑的影響[10]。ELS技術根據存在多徑信號時接收機中頻信號與本地信號的相關函數兩側斜率不相等的現象,通過兩組早遲相關器獲得相關函數兩側的斜率,并計算出其交點,將交點所對應的橫坐標作為多徑誤差的估計,返回給偽距計算以糾正該誤差。文獻[11]結合ELS技術和 BOC信號旁瓣消除技術設計了一種適合 BOC(m,n)的多徑抑制技術。文獻[12]中的Strobe相關器將本地信號經過特殊裁剪,使得接收機中頻信號與本地信號的相關函數變窄,以構造對多徑信號不敏感的鑒別器曲線。由于早遲間隔減小到一定程度后,碼跟蹤環路的抗多徑性能提升效果受限[13],文獻[14]提出了多門延遲方法來解決多徑干擾問題。MGD采用多對早遲相關器構成鑒別器,其中相關器的對數、相關器的間隔和相關器的權重系數一般情況下可按照某種標準來優化選擇。

2 多門延遲和曲線擬合方法

2.1 多徑信號模型

接收機接收的信號由直射信號和多徑信號組成,多徑信號比直射信號存在延時、相移和衰落。存在多徑時,接收信號r(t)的模型為

(1)

(2)

(3)

式中:R(τ)為導航信號的自相關函數; Δ為早遲門間隔。實現過程中相關輸出分為同相和正交分量,不同的鑒別器結構可以獲得不同的鑒別器輸出。

圖1中黑色圓圈線表示接收信號中的直射信號與本地偽碼的相關函數,黑色星星線表示接收信號中的同相多徑信號(延遲0.5個碼片(chip),幅度衰減3 dB)與本地偽碼的相關函數,黑色三角線表示接收到的混合信號與本地偽碼的相關函數。E表示早遲碼環鑒別器的早門,L表示遲門,EL間隔為1個碼片,P表示早遲門鑒別器對準的偽碼位置,Pm表示接收機直射信號的偽碼位置。

圖2與圖1的說明一致,只是表示反相多徑信號的情況。

2.2 多門延遲

從圖1和圖2可以看出,接收信號無論是存在同相多徑還是反相多徑,早遲鑒別器對準的偽碼位置都與直射信號的偽碼位置有偏差。但是直射信號的偽碼位置與相關函數的峰值是一致的,因此可以通過相關函數峰值的位置來確定直射信號的偽碼位置。

以碼環鑒別器對準的P點為中心,增加本地相關器的個數,相關器的間隔為1個或多個系統時鐘,相關器的覆蓋范圍為正負1個碼片。接收信號與所有的本地相關器進行運算,將所有相關器的輸出值進行比較,找出最大相關值對應的偽碼位置,即為直射信號的偽碼位置Pm.計算Pm與P點的碼位置偏差CorM(chip),即為偽距補償值?？拷麰路的定義為負值,靠近L路的定義為正值。

多門延遲方法可以將偽距補償的精度提升至1個系統時鐘。

2.3 曲線擬合

另外,實際中,接收信號因受前端帶寬的影響,與本地偽碼的相關函數的頂部會變圓,類似于拋物線的頂部。因此,為了進一步提升多門延遲方法的精度,并考慮到相關函數受前端帶寬的影響,在多門延遲得到的Pm的基礎上,進一步對相關函數進行曲線擬合,得到更準確的碼位置。

考慮到復雜度問題,此處的曲線擬合采用二次拋物線擬合。由于相關函數峰值附近的點對估計起到決定性的作用[15],因此選取Pm為二次拋物線估計的坐標原點。

具體方法為:以Pm為坐標原點,取Pm以及左右各2個相關器的相關函數值(共5個點)進行二次拋物線擬和,相關函數值從早到遲依次可以表示為:y1、y2、y3、y4、y5。

二次拋物線表達式為:y=ax2+bx+c。假定相關器的間隔為1/16碼片,則方程組可表示為

(4)

可得拋物線的參數:

a= 18.285×(2×y1-y2-2×y3-

y4+2×y5),

b=-1.6×(2×y1+y2-y4-2×y5),

根據-b/(2a)計算出拋物線頂點Pc距離Pm的偏差CorC為

CorC=0.04375×

(5)

因此,最終的偽距補償值Cor為兩部分偏差之和,即,Cor=CorM+CorC.

2.4 開環補償

本方法不改變接收機跟蹤環路中碼環鑒別器的早遲間隔,只是通過多門延遲和曲線擬合找出直射路徑的偽碼位置和碼環鑒別器P路之間的偏差,將其作為偽距測量的誤差值補償給偽距計算。

3 仿真實驗

為了仿真此方法的性能,本節對比了三種環路鑒別方法的同相多徑和反相多徑的誤差包絡值,這三種方法分別是早遲(EL)間隔1 chip的常規環路鑒別器、早遲間隔0.5 chip的窄相關鑒別器以及利用多門延遲和曲線擬合對偽碼位置進行補償的新方法。參與測試的是GPS導航系統的1號衛星,在接收信號直射路徑上分別加上幅度衰減3 dB的0°同相多徑信號和180°反相多徑信號,接收信號經過帶寬為2 MHz的射頻前端處理和濾波后,與本地中頻信號進行相關,并進入環路濾波器進行相位和頻率以及偽碼位置的鎖定。多徑時延的測試范圍為0～1.5 chip,系統時鐘頻率為16.368 MHz,中頻頻點為4.092 MHz.性能測試結果如圖3所示。

圖中圓圈和正方形圖標分別表示早遲間隔為1 chip的鑒別器的同相和反相多徑誤差的包絡線,加號和乘號圖標分別表示早遲間隔為0.5 chip的鑒別器的同相和反相多徑誤差的包絡線,星星和菱形圖標分別表示在早遲間隔為0.5 chip鑒別器的基礎上加上偽碼位置補償后的同相和反相多徑誤差的包絡線。

從圖中可以看出,早遲間隔變小后,可以降低一部分偽碼誤差,但仍然有較大的殘留,且對短多徑的效果有限。進一步使用多門延遲和曲線擬合補償后的偽碼誤差大大降低,且對短、中、長多徑都有較好的抑制效果。

4 結束語

本文詳細描述了一種基于多門延遲和曲線擬合的多徑抑制方法,包括抑制原理、實現方法和仿真性能。計算機仿真結果表明,此多徑抑制算法對短、中、長多徑都可以達到很好的抑制性能。且此方法對前端帶寬不敏感,可以在較窄的前端帶寬下取得良好的多徑抑制效果。由于是開環補償,沒有改變正常的環路跟蹤參數,因此環路的抗動態性能可以得到很好的保持。

另外,在具體的工程實現中,為了節約資源,可以將多門延遲增加的碼相關器的覆蓋范圍降低?？紤]到碼環鑒別器的跟蹤誤差和曲線擬合需要的范圍,可以將正負1 chip減小至正負0.5 chip.