一種反激式同步整流開關電源

余培 鄧世國 崔波 劉華珠 張志

摘 要：本文闡述了開關電源技術領域，特別是一種適用于大電流輸出的反激式同步整流開關電源。

關鍵詞：反激式同步整流開關電源

近年來，隨著電子技術的發展，使得電路的工作電壓越來越低、電流越來越大。低電壓工作有利于降低電路的整體功率消耗，但也給電源設計提出了新的難題。開關電源的損耗主要由3 部分組成：功率開關管的損耗，高頻變壓器的損耗，輸出端整流管的損耗。在低電壓、大電流輸出的情況下，整流二極管的導通壓降較高，輸出端整流管的損耗尤為突出。快恢復二極管（FRD）或超快恢復二極管（SRD）可達1.0 ～ 1.2V，即使采用低壓降的肖特基二極管（SBD），也會產生大約0.6V 的壓降，這就導致整流損耗增大，電源效率降低。目前筆記本電腦普遍采用3.3V 甚至1.8V 或1.5V 的供電電壓，所消耗的電流可達20A。此時超快恢復二極管的整流損耗已接近甚至超過電源輸出功率的50%。即使采用肖特基二極管，整流管上的損耗也會達到（18%～ 40%）PO，占電源總損耗的60%以上。因此，傳統的二極管整流電路已無法滿足實現低電壓、大電流開關電源高效率及小體積的需要，成為制約DC/DC 變換器提高效率的瓶頸。

現有開關電源都是采用專用的脈寬集成控制器，例如在電子工業出版社《新型開關電源實用技術》第62 及63 頁所介紹的開關電源—應用脈寬集成控制器UC3842，它是應用電流控制（Current Mode Control） PWM 的集成電路。其存在的不足在于：需要專用脈寬集成控制器，制作成本高；需要比較大的開機及持續操作電流；外圍器件要求較多，不利于微形化。

為了克服以上現有技術存在的缺點，現提供一種低成本、能耗的反激式同步整流開關電源。為此，本技術提供了一種反激式同步整流開關電源，包括初級繞組L7、次級繞組L6、同步整流電路、驅動電路、檢測電路、控制電路，次級繞組L6 連接有驅動電路，同步整流電路輸入端與驅動電路連接，同步整流電路輸出連接次級繞組L6，檢測電路設于次級繞組L6 輸出端與驅動電路形成回路，其特征在于：[0006] 所述驅動電路包括輔助繞組L2-L4、整流二極管D9、濾波電容C30、濾波電容C33、PNP 型晶體管Q14、場效應管Q15、電阻R85、電阻R90、二極管D15 和二極管D16，其中輔組繞組L2-L4、 整流二極管D9、濾波電容C30 和濾波電容C33 形成一個基本的整流濾波線路給整個驅動電路供電用。所述同步整流電路包括金氧半場效晶體管Q3、金氧半場效晶體管Q4、電阻R69、電阻R72、電阻R96、電阻R97，本技術的同步整流電路使用了電阻極低的金氧半場效晶體管Q3（功率MOSFET）來取代整流二極管D9 和專用的脈寬集成控制器組成的同步整流電路能降低整流損耗，大大提高DC/DC 變換器的效率并且不存在由肖特基勢壘電壓而造成的死區電壓。功率MOSFET 屬于電壓控制型器件，它在導通時的伏安特性呈線性關系。所述檢測電路包括檢測繞組CT1、電阻R65、電容C31、二極管D8、二極管D10、電阻R67、電阻R66 和電阻R68，檢測電路能夠在開關周期結束前提供切換信號。所述控制電路包括二極管D11、二極管D14、穩壓管ZD3、電阻R63、電阻R70、電阻R71、電阻R73、電阻R77、電阻R78、電容C63、NPN 型晶體管Q11。所述輔助繞組L2-L4 迭加在次級繞組L6 上，整流二極管D9 的負極連接電阻R77的一端、PNP 型晶體管Q14 的發射極和二極管D14 的陽極；PNP 型晶體管Q14 的集電極連接到場效應管Q15 的D 極、二極管D15 和二極管D16 的陰極、電阻R85 和電阻R90 的一端；二極管D15 和二極管D16 的陽極、電阻R85 和電阻R90 的另一端連接到同步整流電路的金氧半場效晶體管Q3、金氧半場效晶體管Q4 的G 極；PNP 型晶體管Q14 的基極連接到電阻R77的另一端、電容C36 和電阻R78 的一端；電容C36 和電阻R78 的另一端連接到穩壓管ZD3 的陰極；穩壓管ZD3 的陽極連接到場效應管Q15 的G 極、電阻R71 和電阻R73 的一端、二極管D11 的陰極和NPN 型晶體管Q11 的集電極；電阻R73 的另一端連接到二極管D14 的陰極；電阻R71 的另一端和電阻R70 串接在一起連接到輸出正極；二極管D11 的陽極連接到NPN 型晶體管Q11 的基極、電阻R63 的一端；電阻R63 的另一端連接到電阻R66、電阻R67 和電阻R68 的一端以及二極管D8 和二極管D10 的陰極。本技術的有益效果是：通過使用分立器件構建一個效應晶體管MOSFET 的驅動電路來驅動同步整流電路的效應晶體管MOSFET，當輸出電流越大時效率提高的越多，能夠提高電源的效率，減少空載功耗能，降低材料成本。

下面結合附圖對本技術的具體實施方式作進一步詳細的說明。如圖1 所示，下面省略對基本電路描述只是圍繞本技術創新點進行說明。一種反激式同步整流開關電源，包括有初級繞組L7、次級繞組L6、同步整流電路、驅動電路、檢測電路，次級繞組L6 連接有驅動電路，同步整流電路輸入端與驅動電路連接，同步整流電路輸出連接次級繞組L6，檢測電路設于次級繞組L6 輸出端與驅動電路形成回路，所述驅動電路包括輔助繞組L2-L4、整流二極管D9、濾波電容C30、濾波電容C33、PNP 型晶體管Q14、場效應管Q15、電阻R85、電阻R90、二極管D15 和二極管D16，同步整流電路包括金氧半場效晶體管Q3、金氧半場效晶體管Q4、電阻R69、電阻R72、電阻R96、電阻R97 ；檢測電路包括檢測繞組CT1、電阻R65、電容C31、二極管D8、二極管D10、電阻R67、電阻R66 和電阻R68。所述輔助繞組L2-L4 迭加在次級繞組L6 上，整流二極管D9 的負極連接電阻R77的一端、PNP 型晶體管Q14 的發射極和二極管D14 的陽極；PNP 型晶體管Q14 的集電極連接到場效應管Q15 的D 極、二極管D15 和二極管D16 的陰極、電阻R85 和電阻R90 的一端；二極管D15 和二極管D16 的陽極、電阻R85 和電阻R90 的另一端連接到同步整流電路的金氧半場效晶體管Q3、金氧半場效晶體管Q4 的G 極；PNP 型晶體管Q14 的基極連接到電阻R77的另一端、電容C36 和電阻R78 的一端；電容C36 和電阻R78 的另一端連接到穩壓管ZD3 的陰極；穩壓管ZD3 的陽極連接到場效應管Q15 的G 極、電阻R71 和電阻R73 的一端、二極管D11 的陰極和NPN 型晶體管Q11 的集電極；電阻R73 的另一端連接到二極管D14 的陰極；電阻R71 的另一端和電阻R70 串接在一起連接到輸出正極；二極管D11 的陽極連接到NPN 型晶體管Q11 的基極、電阻R63 的一端；電阻R63 的另一端連接到電阻R66、電阻R67 和電阻R68 的一端以及二極管D8 和二極管D10 的陰極。

本技術所述的反激式同步整流開關電源工作過程如下：輔組繞組L2-L4 和整流二極管D9、濾波電容C30、濾波電容C33 形成一個基本的整流濾波線路給整個驅動電路供電用，當輸出是由變壓器次級繞組L6 向輸出端提供能量的時候，檢測繞組CT1 會檢測到主繞組的輸出電流，其檢測繞組CT1 會經由二極管D8、二極管D10、電阻R66、電阻R67、電阻R68 形成一個閉合回路，在電阻R66、電阻R67、電阻R68 上產生一個電壓，這個電壓會通過電阻R63 驅動NPN 型晶體管Q11，使得場效應管Q15 的G 極成為低電位，這個時候輔助繞組產生的電壓會由電阻R77、電阻R78 和穩壓管ZD3 分壓，使PNP型晶體管Q14 開通使得輔助繞組產生的電壓能驅動同步整流MOSFET。當變壓器次級繞組L6 向輸出端輸出的電流降低到一個低值的時候，檢測繞組CT1在電阻R66、電阻R67、電阻R68 上產生的電壓將不足以使NPN 型晶體管Q11 開通，NPN 型晶體管Q11 進入截止狀態，這個時候輔助繞組產生的電壓會經由二極管D14 和電阻R73 到達場效應管Q15 的G 極，使場效應管Q15 進入導通狀態，同時因為電阻R77、電阻R78 和穩壓管ZD3 這個串行電路兩端的電壓差不夠大而使得PNP 型晶體管Q14 進入到截止狀態，這個時候同步整流MOSFET 將得不到任何驅動電壓而安全關閉；此時變壓器次級繞組L6 輸出的電流很小，將通過MOSFET 內部的寄生二極管繼續向輸出供電。