V2G技術在微電網中控制的研究與仿真

，，

(1.國網甘肅電力科學研究院，甘肅 蘭州 730000；2.沈陽工程學院電力學院，遼寧 沈陽 110136)

1 引言

當前隨著全球化石燃料的枯竭，以及環境污染等問題，風電、光伏等可再生能源越來越受到人們的重視。微電網的建立使得這些能源得到有效利用，由于分布式電源功率的不確定性，對電能質量會造成不良影響。而當前儲能系統可以有效解決這一問題，但儲能系統的費用過高同時會造成微電網建設成本過高。

電動汽車的發展帶來了新的契機，讓閑置的電動汽車作為電源穩定微網的電壓頻率的穩定，降低儲能成本，成為一個值得研究的課題。本文為實現這一目標，設計了雙向交流充電裝置，既可實現電動汽車電池的電流雙向流動，讓其作為移動式儲能系統，對微電網的電壓頻率波動進行平抑，減輕微電網儲能系統的負擔，提高微電網的電能質量，又可以作為負載充電，為汽車提供電能。

2 電路拓撲結構及控制原理

本文設計的電動汽車充電樁采用三相電壓型橋式逆變電路與雙向半橋變換電路級聯結構，如圖1所示。直流側的控制基于雙向DC/DC變換器電路的電流環控制，作為充放電控制器，起到傳遞能量的作用。首先對雙向半橋變換器分析，當變換器升壓放電時，S7保持關斷的狀態，S8保持開關狀態，把電能送到直流母線上，由AC-DC換流器送到微電網。變換器降壓充電時S8保持關斷的狀態，S7保持開關狀態，電能由直流母線傳遞到蓄電池。

圖1 充電樁等效電路結構

根據狀態平均法對變換器建立控制模型，對穩態工作點加入擾動可以得到小信號模型。

變換器工作在BOOST升壓放電狀態下：

(1)

(2)

變換器工作在BUCK降壓充電模式下：

(3)

(4)

(5)

其中，Gvi(S)是占空比到電壓傳遞函數；GLD(S)是占空比到電流環的傳遞函數，Gvd(S)是輸入電壓到輸出電壓的傳遞函數。D為IGBT開關開通的占空比，D′為開關關斷的時間占空比，R1為電池充電時變換器輸出端的等效電阻，R2為電池放電時變換器輸出端的等效電阻。

交流側DC-AC電路結構中，根據基爾霍夫電壓定律建立回路方程并整理可得：

(6)

定義開關函數Sk為：

(7)

則電壓vaN、vbN、vcN可以表示為：

(8)

代入后，對變量進行P-Q分解可得：

(9)

添加電流擾動與開關函數擾動可以得到小信號等小模型：

(10)

該式為換流器基于瞬時功率理論的p-q分解的小信號控制模型。

3 控制策略

3.1 DC-DC變換器導通策略

充電樁雙向導通時，電動車電池此時轉變成微電網儲能，可以給微電網放電，平抑微網功率波動，提高電能質量。此時，變換器采用基于互補PWM控制方式的雙閉環控制。外環采用電壓控制，用來穩定充電樁直流母線的電壓。控制策略如圖2所示。

圖2 DC-DC變換器雙向控制策略

圖中：

(11)

當電動汽車電池作為負載進行充電時，鑒于電池本身的特性以及人們對充電時間的要求。不僅要做到對電池本身壽命的影響降到最低，同時還要縮短電池充電時間。本設計采取恒流充電、恒壓充電與恒功率三種模式。控制策略如圖3所示，恒流充電采用單電流環控制，保證充電電流不變；恒壓充電采用外環電壓內環電流控制的雙環控制，保證充電電壓穩定。正常情況下在電池電荷過低時會采用恒流充電，達到一定狀態時切換到恒壓充電模式。恒功率充電適合快充，是對急需用電的汽車采用的一種充電方式，但對電池的損耗較大。

圖3 DC-DC變換器雙向控制策略

3.2 AC-DC逆變器導通策略

AC-DC換流器雙向導通時，為了使電動汽車做到即插即用，本文對充電樁的換流器部分采用下垂控制與P/Q控制兩種模式，在下垂控制模式下充電樁與微電網本身的儲能系統形成對等控制。控制策略如圖4所示。

圖4 AC-DC逆變器下垂控制策略

微電網儲能系統與電動汽車電池的功率分配，可調節下垂因數來進行協調 ，下垂因數由式(12)可得：

(12)

式中，pmax、Qmax分別為換流器在頻率下降時允許輸出的最大功率與電壓下降時最大允許的輸出無功功率，pn、f0為額定輸出功率分別為額定的輸出功率與系統正常運行的額定頻率。

在P/Q控制模式下，充電樁可以根據設定的功率參考值進行恒功率放電，其控制策略如圖5所示。

圖5 AC-DC逆變器P/Q控制策略

當電動汽車電池作為負載充電時，AC-DC換流器采用恒直流電壓無功功率控制器結構，設定Qref=0,用直流電壓Udc與參考值Udcref代替了傳統AC-DC換流器的P/Q控制中的有功功率控制通道，從而轉變成直流電壓控制通道，穩定直流母線電壓，以保證DC-DC變換器的正常工作，控制策略如圖6所示。

4 仿真驗證

為了驗證策略的有效性，搭建了微電網與充電樁的SIMULINK仿真模型。微電網模型包含風機，光伏等分布式電源，額定輸出功率20W。該充電樁模型由BOOST-BUCK電路與三相全橋整流電路以及LC濾波器組成。采樣數據，經過控制系統運算，最終經過PWM模塊得到變換器與換流器的控制信號，控制系統包含本文設計的策略。表1為本模型的仿真參數。

圖6 AC-DC逆變器單向控制策略

項目仿真參數交流電壓380V直流電壓800V鋰電池容量10Ah換流器開關頻率20kHz

4.1 充電樁雙向導通時仿真

雙向導通時電動汽車作為微電網的儲能裝置。當微電網處于孤島運行模式時，微電網本身的儲能系統在下垂模式下運行。此時，電動汽車充電樁的變換器部分采用外環電壓內環電流控制，逆變器部分采用下垂控制接入微電網。仿真中設定微電網儲能系統下垂控制的額定功率pn.battery=20kW,充電樁的額定功率pn.car=10kW。

圖7為微電網孤島運行下各部分功率的仿真波形，截取0.2～1s時間段內分析。由功率平衡可知負載消耗的功率為微電網與儲能共同發出的功率。微電網分布式電源發出功率具有不確定性，在20kW附近震蕩，負載穩定在32kw,儲能系統平抑的功率在8～12kW之間，由于電動汽車電池容量較小，釋放的電能功率在0～4kW之間。由于都是采用下垂控制，二者功率存在線性關系，驗證了電動汽車可以為微電網儲能系統分擔一部分功率的效果。

圖7 雙向導通時微電網各部分功率

4.2 充電樁單向導通仿真

充電樁單向導通時，電動車電池作為負載充電，充電時三種充電模式均采用PI無差調節，充電電流具有很強的抗干擾能力，不受變換器輸入端電流電壓的影響。通過SIMULIK仿真平臺對這三種策略其進行仿真驗證，所得結果如下圖所示。

圖8 恒流充電

圖9 恒壓充電

圖10 恒功率充電

如圖8所示恒流充電，設置參考電流值20A，充電電流在經過7s波動后趨于穩定。圖9所示為恒壓充電，設置參考電壓值400V，圖10為恒功率充電，設置參考功率為1500W。圖下方均為對應充電模式下鋰電池的電荷狀態。綜合以上仿真可以看出，在充電狀態下的策略是可行有效的。

4.3 充電樁切換對于微電網的影響

該仿真過程中微電網處于離網運行，設定在0.3s時充電樁接入微網，此時充電樁采用下垂控制模式，與微電網儲能系統一起平抑微電網的功率波動，仿真結果如圖11所示。

圖11為電動汽車電池充電樁以雙向導通的工作狀態接入微電網時，微電網各部分的功率。可以看出充電樁在0.3s接入微電網時，微網儲能系統與電動汽車電池的功率在短時間內出現波動，但是由圖12可知，此波動不會影響微電網的電壓大小，出現的沖擊電流時間非常短暫且在可接受范圍內。由此可以得出，當電動汽車以儲能模式采用下垂控制接入微電網時，對微電網的正常運行不會造成影響。

圖11 微電網雙向切入時各部分平抑功率

圖12 雙向切入時微電網電壓、充電電流

當電動汽車作為負載接入孤島運行的微電網在0.1s接入微電網進行充電時，接入的瞬間引起了整個微電網的功率波動，但時間極為短暫，對應圖14中的微網電壓波形幾乎不受影響,說明本文的充電策略可行。

圖13 單向切入時各部分平抑功率

圖14 單向切入時微電網電壓、充電電流

5 結論

本文針對微電網與電動汽車的結合，提出并設計了一種基于微電網下的電動汽車充電樁，利用不同的控制策略實現了充電樁單雙向的切換，實現了利用電動汽車作為微電網移動式儲能。建立了微電網與充電樁的仿真模型驗證了充電樁的可行性，為未來電動汽車在微電網下的充電樁的設計提供了借鑒。

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