無電壓傳感器的準直接功率并網變流器控制方法

胡立坤， 黃太昱， 盧泉， 曹俊

(1.廣西電力系統最優化與節能技術重點實驗室，廣西 南寧 530004；2.廣西大學 電氣工程學院，廣西 南寧 530004)

無電壓傳感器的準直接功率并網變流器控制方法

胡立坤1,2， 黃太昱1,2， 盧泉1， 曹俊1,2

(1.廣西電力系統最優化與節能技術重點實驗室，廣西 南寧 530004；2.廣西大學 電氣工程學院，廣西 南寧 530004)

針對傳統基于虛擬電機磁鏈的無電壓傳感器方法電壓波動較大問題，結合二階廣義積分原理與占空比信號提出一種電壓觀測器以代替電壓傳感器獲取更加精準的網側電壓信息。依據瞬時功率理論，在兩相靜止坐標系下，采用基于PQ開環的準直接功率電壓定向控制策略，實現了并網變流器的四象限工作狀態運行，電流內環采用比例諧振控制器保證指令電流快速無差跟蹤。對比分析網側電壓信號諧波畸變率，實驗波形表明：所提方法不需要電壓傳感器與電流解耦控制環節，且諧波含量低，可獲得較傳統方法更準確的網側電壓信號，提高了系統運行的穩定性與可靠性。

無電壓傳感器；兩相靜止坐標系；準直接功率控制；二階廣義積分器；占空比；比例諧振

0 引 言

隨著分布式發電系統功率的增加，功率變換器使得可再生能源發電與電力系統之間實現了高效、靈活的控制；作為未來以智能電網技術為基礎的電力系統，并網變流器的設計與控制將會成為其發展的重要支撐[1-2]。

變流器的控制方法多以電能轉換與電能質量為控制目標，方法的優劣直接影響到其功能的實現。其中應用較為廣泛的方法是采用電壓矢量定向控制[3]，這需要網側電壓、電流以及直流側母線電壓信息，過多的傳感器和計算環節不僅增加系統成本，同時也增加了系統的復雜程度。基于上述條件，無電壓傳感器控制方法的研究便應運而生。利用虛擬磁鏈的控制方法在文獻[4]中提出，用以改善直接功率控制的性能，也可用于電壓定向控制。網側三相電流代表系統能量的流向與系統性能密切相關，同時可用于過流保護；直流側母線電壓信號作為控制目標保持直流電壓穩定，并作為過壓保護信號，故這兩者信息量均需傳感器實時獲取[5]。文獻[6]將虛擬磁鏈的定向方法應用在三相PWM整流器中，均取得了較好的控制效果，但需要在旋轉坐標系下完成，電壓相位信息的檢測與電流解耦控制使得計算過程變得復雜。文獻[7]將二階廣義積分器所構成的正交濾波器方法應用在永磁同步電機調速上，實現了無速度傳感器的觀測，取得了較好的控制效果，但其輸入的電壓量直接由開關信號獲得，容易受到高頻開關信號的干擾。

由二階廣義積分器(second-order generalized integrator，SOGI)所構成的自適應正交濾波器可以對特定頻率的交流量進行積分運算，內部諧振的特點使得其本身可作為壓控振蕩器來工作[8]以改善常規鎖相環(phase-locked loop，PLL)性能。其最早被提出用來實現電網三相電壓不平衡時分離正負序分量以保證分布式發電系統能夠在電網故障的情況下仍保持并網同步運行，同時向電網提供一定的支撐。

本文利用二階廣義積分器構造出的正交信號濾波器結合占空比信號來實現對網側電壓信息的重構，在αβ兩相靜止坐標系下輸出正交的交流信號，可獲得較傳統基于虛擬磁鏈觀測更加準確的電壓量，從而實現無電壓傳感器控制的目的，避免了虛擬電機磁鏈方法所固有的缺陷[9]。同時，采用基于PQ開環的準直接功率電壓定向的控制策略，內環電流采用比例諧振控制器來保證指令電流的無穩態誤差跟蹤，實現了瞬時功率的快速跟蹤。文章首先分析了PWM變流器在兩相靜止坐標系下無電壓傳感器的數學模型以及瞬時功率的求解，最后通過實驗驗證了所提方法的有效性與正確性。

1 系統數學模型

1.1 三相電壓源型PWM變流器數學模型

三相電壓源型PWM變流器常見的拓撲結構如圖1所示，建立數學模型：ea、eb、ec為電網三相相電壓；ia、ib、ic為電網側各相電流；ua、ub、uc為變流器輸出相電壓；udc為直流側電壓；L為濾波電抗器輸入電感，R為濾波電抗器輸入電阻；C表示變流器直流側電容，Rdc為直流側負載，ir為直流側負載電流。

圖1 三相電壓源型PWM變流器拓撲圖Fig.1 Topology of the three phase PWM converter

由于開關頻率遠高于電網頻率，依據平均值模型方法，利用PWM變流器輸出占空比來描述變流器數學模型，可消除開關函數模型中引入的高頻分量，同時避免死區時間對輸出電壓值的影響。

(1)

將上式方程兩兩作差，消去uno電壓量可得：

(2)

再將線電壓轉化為相電壓：

(3)

該方法無需對開關函數信號的進行采集，節省了檢測開關信號的設備。

將估算三相電壓量經式(4)作Clark變換為

(4)

可得到PWM變流器在αβ兩相靜止坐標系下的電壓模型表達式為

(5)

1.2 基于SOGI-QSG電壓觀測器數學模型

二階廣義積分器可使得傳遞函數在諧振頻率處有無窮大的增益，所以當控制頻率為諧振頻率的正弦信號時能夠做到靜態無差，并且SOGI的實現方式較傳統的自適應濾波器結構簡單很多，無需使用正余弦函數，這就避免了復雜運算所浪費的時間以及在離散系統中引入的量化噪聲[10]。其結構圖如圖2所示。

圖2 基于二階廣義積分的正交信號發生器Fig.2 Quadrature signal generator based on SOGI

包括輸入信號v(t)和濾波器中心頻率ωn，輸出信號為v1(t)和v2(t)，將輸入信號與輸出信號做拉普拉斯變換分別得到V(s)、V1(s)及V2(s)，則該系統輸出與輸入信號閉環傳遞函數可表示為：

(6)

由圖3可知，D(s)為帶通濾波器，Q(s)為低通濾波器，若濾波器中心頻率ωn與輸入信號頻率ω一致，則輸出信號v1(t)和v2(t)的幅值便會與輸入信號v(t)的幅值相等且相位相差90°，互為正交。

圖3 正交信號發生器中D(s)和Q(s)博德圖Fig.3 Bode diagram of SOGI-QSG

此時，利用該正交濾波器重新對三相交流電壓型PWM變流器模型進行分析，其中，帶“′”表示經后輸出量，“⊥”為對應正交信號，如下式所示：

(7)

如上所述，v=v′=jv′⊥，-ωv′⊥=dv′/dt，故可得：

(8)

最終推導出網側電壓估算表達式為

(9)

最后確立觀測器結構如圖4所示。

圖4 基于正交信號發生器的電壓觀測器Fig.4 Voltage observe based on SOGI-QSG

2 αβ坐標系PQ開環準直接功率控制

2.1αβ坐標系PQ開環電壓定向控制

瞬時功率理論(pq理論)雖不像通用功率理論可以解釋眾多物理現象，但其僅憑借簡單的數學運算便可獲得某些給定意義下最優電流的優點，廣泛應用在改善電能質量的領域中[12]。可對PWM變流器瞬時功率作如下數學分析。

對于三相系統，在自然坐標系下可通過瞬時相電流和相電壓將瞬時功率表示為

(10)

通過標量變換，在αβ兩相靜止坐標系下可將瞬時功率表示為

p=uαiα+uβiβ+u0i0。

(11)

由于變換的正交性，瞬時功率在新的坐標系中仍保持原來的形式，且本文采用三相三線制對稱電壓源供電，故無需考慮瞬時功率中的零序分量。

(12)

整理為矩陣形式有

(13)

此時給定瞬時有功功率p*與瞬時無功功率q*(也稱瞬時虛功率)便可以求得內環控制的參考指令電流，有

(14)

若令瞬時虛功率q*=0，便可實現PWM變流器單位功率因數下運行，則參考指令電流表達式為

(15)

2.2 準直接功率控制

由于直接功率控制具有結構簡單，動態響應快的優點，被廣泛應用于PWM變流器控制中并取得較好的效果，故本文采用基于αβ坐標系PQ開環電壓定向的準直接功率控制方法。

利用基爾霍夫電流定律，可將直流側電流關系表述為

(16)

式中idc=SDaia+SDbib+SDcic。

αβ靜止坐標系下可寫為

(17)

忽略濾波電抗器電阻和PWM變流器開關損耗，根據功率平衡理論有

(18)

變流器穩態運行下有udc=Udc+Δudc，此時電容電壓維持不變，即Δudc遠小于Udc。

通過直流側電壓控制器輸出作為負載電流值并與直流母線電壓相乘，計算出直流側瞬時有功功率并作為給定輸入值；結合無電壓傳感器所觀測出網側電壓量信息，求得內環參考指令電流，經過比例諧振控制器實現指令電流的無誤差控制[13]，完成外環準直接功率控制。最后，利用網側電壓前饋補償環節，進一步改善變流器系統運行的穩定性。

由此確立系統控制結構框圖5所示。

圖5 基于SOGI-QSG的無傳感器準直接功率控制策略Fig.5 Sensorless quasi direct power control strategy based on SOGI-QSG

與傳統根據瞬時功率選擇開關狀態進而確定輸入電流的方法相比，這里通過計算瞬時功率值作為電流內環的輸入，同時內環電流采用比例諧振控制器，可確保有功功率同樣快速跟蹤瞬時功率給定值，實現了輸入電流的直接控制。

3 實驗結果與分析

實驗平臺采用dSPACE(DS1104)作為控制器，并實現A/D采樣、實時計算、數據存儲；功率器件驅動脈沖由DS1104的RTI(real-timeinterface)模塊產生，開關頻率設為10kHz，死區時間設為4μs；智能功率模塊為PM100CL1A120；系統中斷統一采用PWM中斷方式，保證PWM方波周期與控制周期及數據采集周期同步；太陽能電池陣列模擬器為PVS1000系列，相關參數如表1所示。為避免電壓陡增，將三相配電網經調壓器和變壓器降壓隔離，再與變流器交流側濾波電抗器相連接，實驗裝置如圖6所示；直流側電壓給定值設為110V。

表1 PWM變流器系統實驗參數

基于SOGI-QSG正交信號發生器所構造的網側電壓觀測器估算出三相電壓波形如圖7所示。

對比觀察電壓傳感器實際測量與基于虛擬電機磁鏈方法所觀測出的網側電壓波形如圖8、圖9所示。

圖6 實驗裝置圖Fig.6 Photo of experimental setup

圖7 基于SOGI-QSG電壓觀測器的三相電壓波形圖Fig.7 Waveforms of three phase voltage estimated by the voltage observe based on SOGI-QSG

圖8 電壓傳感器實測三相電壓波形圖Fig.8 Waveforms of three phase voltage measured by voltage sensor

分別對這3種方法所得電壓信號做快速傅里葉變換得到諧波頻譜圖，如圖10所示。

圖9 基于虛擬磁鏈觀測三相電壓波形圖Fig.9 Waveforms of three phase voltage based on virtual-machine-flux

圖10 網側電壓信號諧波頻譜分析圖Fig.10 Harmonic component of grid side voltage

通過觀察，傳統基于虛擬磁鏈的方法與實際采用電壓傳感器測量所獲得網側電壓信號兩者總諧波畸變率僅相差0.28%，雖然不及電壓傳感器實測所得電壓信號準確，但虛擬磁鏈的利用避免了電壓傳感器的使用，降低了設備成本；而基于SOGI-QSG方法所得的電壓估算值其諧波畸變率僅為1.65%，相比較于虛擬磁鏈方法的2.96%與電壓傳感器的2.68%諧波畸變率結果，其精準度又有了進一步的提高。這表明所提方法可以代替傳感器獲取網側三相電壓信息，無需依賴硬件設備，規避了因電壓傳感器故障導致系統無法正常運作的風險，提高了系統運行的可靠性；同時，較傳統基于虛擬電機磁鏈觀測的電壓波形，所提方法諧波含量更少、畸變程度更小，提高了系統的準確性。

為進一步驗證所提方法性能，直流側保持空載，給定無功指令-300 W，變流器實現感性無功功率補償，如圖11(a)所示A相電流滯后A相電壓90°；給定無功指令+300 W，變流器實現容性無功功率補償，觀察圖11(b)發現，A相電流超前A相電壓90°。

圖11 無功補償下網側電壓與電流波形圖Fig.11 Waveforms of grid side voltage and current for reactive power compensation

結果表明，保持直流側空載即系統沒有瞬時有功功率，通過改變瞬時無功功率指令可以實現變流器單位功率因數下運行，達到向系統發出或吸收無功功率以調節終端電壓波動的目的，保證用戶側較高的電能質量。所提控制策略可以實現瞬時有功功率和瞬時無功功率的獨立控制，并取得良好的控制效果。

保持瞬時無功功率指令為0，通過投切負載測試系統的動態響應性能，如圖12所示。

圖12 負載投切下的系統動態響應Fig.12 Dynamic response of system with load changed

觀察圖12(a)易知，突加有功負荷后，直流側電壓經短暫跌落后迅速恢復至給定值；此時由于系統瞬時無功功率為0，即變流器實現單位功率因數整流；同理，切斷負載時系統仍能保持良好運行。如圖12(c)、圖12(d)所示，電壓電流波形保持同向即變流器工作在整流狀態；且三相電流波形正弦度保持良好，如圖12(b)所示。

內環電流采用比例諧振控制器，保證兩相靜止坐標系下指令電流能夠快速準確跟蹤網側電流，實驗結果如圖13所示，效果良好。

圖13 αβ坐標系下參考電流與網側電流Fig.13 Waveforms of reference currents and grid currents under αβ coordinate

直流側接入光伏發電系統，可實現變流器的有源逆變工作狀態。本文采用太陽能電池陣列模擬器來模擬太陽能電池板發出功率，由于直流側母線電壓受控，也即間接控制了光伏模擬器發出的功率，實驗結果如圖14所示。

觀察實驗結果易知，投入光伏裝置時，直流電壓有較大波動，但很快可恢復穩定狀態；穩定后可以發現網側電流相位與電壓相位反向，這表明光伏裝置所發出功率經變流器逆變后送入電網，實現了有源逆變的工作目標；這里電流與電壓相位相差略小于180°，是由于實際系統中變流器自身存在一定的損耗。

圖14 接入光伏模擬器時系統響應圖Fig.14 Response of system with PV simulator

實驗結果證明了所提基于正交信號發生器構成的無電壓傳感器觀測環節能夠準確有效的估算出網側電壓值；并進一步采用以PQ開環電壓定向為基礎的準直接功率控制和內環電流比例諧振控制，結果顯示，可以準確快速的達到控制目標，系統具有良好的穩態，動態響應性能。同時，在不同條件下分別令瞬時有功功率與瞬時無功功率為0，實現了變流器有功功率與無功功率的獨立控制，并通過更改指令驗證了變流器在單位功率因數下完成整流和逆變的良好運行，直流側母線電壓具有較好的魯棒性。

4 結 論

針對三相電壓源型并網變流器，結合占空比信號提出一種基于廣義積分原理的無傳感器觀測方法，所得網測電壓估算信號總諧波畸變率僅為1.65%，較傳統方法具有更高的準確性且節省了硬件資源。同時，闡述了新的無傳感器控制策略下變流器的數學模型，并依托瞬時功率理論，在靜止坐標系中利用PQ準直接功率控制和內環電流無差控制，實現了變流器四象限工作狀態的運行，具有結構簡單，響應迅速，以及良好的抗干擾能力。

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Sensorless method of quasi direct power control for grid converter

HU Li-kun1,2， HUANG Tai-yu1,2， LU Quan1， CAO Jun1,2

(1.Guangxi Key Laboratory of Power System Optimization and Energy Technology,Nanning 530004,China;2.College of Electrical Engineering,Guangxi University,Nanning 530004,China)

For the large voltage fluctuation of the traditional method based on the virtual motor flux linkage，a voltage observer based on the second order generalized integral(SOGI) principle and duty cycle signal was proposed to replace the voltage sensor in order to obtain more accurate information of the voltage of the network side．According to the theory of instantaneous power,the quasi-direct power voltage directional control strategy based on PQ open-loop was adopted in the two-phase stationary coordinate system,and the four-quadrant operation state of the grid-connected converter was realized.Meanwhile，the application of proportional resonant controller to ensure current reference could keep tracking grid current．The result shows that the proposed method need neither the voltage sensor nor the current decoupling,the network side voltage signal with low harmonic content can be obtained more accurately than the traditional method,which improves the stability and reliability of system operation.

voltage sensorless；αβcoordinate；quasi direct power control；second order generalized integral；duty cycle；proportional resonant

2015-11-16

廣西科學研究與技術開發項目(1598008-3)；南寧市科學研究與技術開發計劃(20131048)

胡立坤(1977—)，男，博士，教授，研究方向為可再生能源變換系統與應用； 黃太昱(1992—)，男，碩士研究生，研究方向為新能源發電及并網變流器控制； 盧 泉(1982—)，男，博士，副教授，研究方向為蓄電池儲能高效利用； 曹 俊(1988—)，男，碩士研究生，研究方向為光伏并網控制、電力電子技術。

胡立坤

10.15938/j.emc.2017.05.012

TM 46

A

1007-449X(2017)05-0089-08