恒定導通時間電路的設計與實現

楊金亮,李天生(.贛州師范高等專科學校 計算機系,江西 贛州 34000; .電子科技大學 微電子與固體電子學院,成都 60054)

恒定導通時間電路的設計與實現

楊金亮1,李天生2
(1.贛州師范高等專科學校 計算機系,江西 贛州 341000; 2.電子科技大學 微電子與固體電子學院,成都 610054)

電子產品便攜式及大功率的應用,要求供電芯片具有快速瞬態響應及高穩定性.采用與輸入電壓成正比的電流進行充電,并利用輸出電壓作為參考電壓,設計一種恒定導通時間電路,可有效解決恒定電流充電下系統濾波器設計難的問題,同時可提高系統對輸入的響應速度.仿真驗證表明,恒定導通時間電路有效地提升了電流的精確度及系統的響應速度.

恒定導通時間;電路;降壓型變換器;自適應

0　引 言

電子產品的發展要求電源的高性能、高穩定性及快速響應[1],恒定導通時間(Constant On-Time,COT)控制方式比傳統的電流或電壓模式具有更加優良的瞬態響應及簡單的電路[2].現階段COT電路的研究,基本在從真正意義上的時間恒定到根據具體的輸入輸出電壓產生自適應的導通時間的范圍內,在自適應導通時間控制下的電源系統由于其工作頻率穩定而較為受設計者青睞.文獻[2]所設計的COT電路為最原始發展階段,采用恒定電流對電容進行充電,產生真正意義上恒定不變的導通時間.由降壓型開關電源變換器基本公式可知,恒定不變的導通時間意味著同時隨輸入和輸出變化的開關頻率,這對于電源整體的電磁兼容性及后級濾波器的設計帶來巨大的困難[1].文獻[3]在此基礎上進行了改進設計,采用與輸入相關的電流對電容進行充電,使開關頻率不隨輸入電壓的變化而變化,大大簡化了后級系統的設計,但依舊未能達到恒頻工作的要求.在相關研究[2-8]的基礎上,本文設計一種COT電路,采用與輸入電壓成正比的電流給電容充電,以輸出電壓作為基準電壓,使得導通時間成為隨輸入電壓成正比與輸出電壓成反比的自適應COT,保證了電源的恒頻工作,降低了電磁兼容性及后級濾波器的設計.

1　恒定導通時間控制模式Buck變換器工作原理

恒定導通時間DC-DC變換器電路結構如圖1所示.

其工作原理為:電路運行時,當輸出電壓Vout的反饋信號VFB低于參考電平VREF時,比較器U2輸出為正.若最小關斷時間產生器U3輸出也為正,則與門U4輸出為正,根據RS觸發器的特性,S端為正,使之輸出Q為正.此正的信號Q通過驅動器U6將上管M1打開,下管M2關閉,使得輸出電壓Vout升高,反饋信號VFB也升高.同時,此正的信號Q觸發恒定導通時間產生器U1開始計時.當輸出電壓Vout升高至VFB大于參考電平VREF時,比較器U2輸出為負,進而RS觸發器的置位S端為零,根據RS觸發器的特性,S端為零,其輸出Q保持原來的狀態.當恒定導通時間產生器U1達到預設時間后,其輸出端O變為高,進而RS觸發器U5的置位R端為高,使得RS觸發器的輸出變為0.驅動器U6關斷上管M1,開啟下管M2,輸出電壓Vout開始下降.同時觸發最小時間產生器U3開始計時.U3被觸發后,在預設的最小關斷時間內,輸出一直為0.增加最小時間產生器U 3的目的,是保證自舉電容上有足夠的電量,進而保證在利用高端自舉電路有足夠的驅動上端功率管的能力.最小時間產生器U3被觸發后,經過最小關斷時間后,其輸出又變為正.當輸出電壓Vout下降,使得反饋信號VFB低于參考電平VREF時,重新開始一個新的周期.

圖1　恒定導通時間DC-DC變換器電路結構

2　恒定導通時間模塊系統及各模塊電路的設計與實現

隨輸入電壓變化的充電電流的產生是自適應恒定導通時間的基礎.文獻[3]采用外接電阻的方法將輸入電壓轉換成電流,文獻[7]則采用輸入電壓分壓之后通過運放箝位施加在電阻上產生與輸入電壓成正比的充電電流.在綜合考慮系統的復雜性,以及由于運放的失調、頻率特性及共模范圍的前提下,本文將輸入電流通過三極管的形式與基本偏置電流疊加,得到精確而抗噪性強的充電電流.恒定導通時間模塊系統如圖2所示.

圖2　恒定導通時間模塊系統

恒定導通時間模塊系統包括充電電流產生模塊(Charging Current)、充電模塊(Charging)和充電比較器模塊(Charging Compare).充電電流產生模塊用來產生一個與輸入成正比的充電電流.充電模塊利用該電流對電容進行充電計時.在充電比較器模塊內電容上所充的電壓與輸出電壓進行比較產生一個最后的控制信號輸出,并通過系統其他部分控制充電的進行與否.

2.1充電電流產生模塊電路

充電電流產生模塊電路如圖3所示.

由圖3可知,由左往右,Vin通過電阻陣列R1,LDMOS,電阻陣列R2,在A點處由R1,R2分壓產生一個1/20Vin的分壓,R1=997.5K,R2=52.5K.A點電壓通過二極管D上升一個管壓降,再通過Q1下降一個VBE,則有R3上的管壓降與A點電壓一致,MP4的漏極電流I3為:

其中R3=178.5K.I3通過MP4和MP5鏡像至Q3作為其集電極電流IC3.IPLL1通過MP1,MP3和MN2,MN3, MN3-1鏡像以比例1:5至Q5的發射極,作為Q5的發射極電流,近似為集電極電流IC5,則IC5為:

在最后一股電流IPLL2的鏡像上進行優化,通過分析電路結構可發現,Q4的發射電流、MN7的漏極電流和Q3的積極電流滿足條件:

如果I2直接等于IPLL2的話,那鏡像至Q4后就會多出一個基極電流,為實現精確鏡像,在由IPLL2至I2的過程中必須滿足條件:

圖3　充電電流產生模塊電路

Q2和MN4的加入使得I2和IPLL2滿足(4)式的關系之后,則有:

由Q3,Q4,Q5和Q6構成電路的充電電流產生模塊的核心部分連接方式為:

根據三極管的電流電壓關系得:

Q3,Q4,Q5和Q6充電電流產生模塊的所有參數都一致時,則它們的IS一致,化簡(7)式得到電流關系為:

其中IC6為充電電流產生模塊的輸出電流,即Iout為:

代入IPLL1=1uA和IPLL2=3.56e-12XfSW,得到Iout和Vin的數值關系式為:

由該模塊產生的輸出電流在充電模塊進行1:2鏡像后對充電電容充電,可得到最終的充電電流為:

由電容充電公式IChargingXt=CXVCharging,t即為導通時間,代入C=0.795pF,VCharging=0.5Vout,得到最終導通時間Ton為:

由此可發現,由本文設計的COT模塊產生的導通時間理論值幾乎相等.

2.2充電模塊電路

充電模塊電路如圖4所示.

圖4　充電模塊電路

R2的加入保證在充電不使能時電流不會流向充電電容,同時也作比較器延時的補償.一方面,電路中利用串聯的三對PMOS管進行鏡像ICharge的目的,是降低由于溝道長度調制效應引起的鏡像不精確問題,這是對電路的優化;另一方面,加入右邊龐大的電路,防止A點電壓過低而導致鏡像不精確及電路損壞問題.

2.3充電比較器模塊電路

充電比較器模塊電路如圖5所示.

在該模塊中,對VCharging和VREF電壓進行比較控制充電使能.當VCharging低于VREF時,VCompare為低電平,充電繼續,直至VCharging等于VREF時,A點電平保持不變,進而VCharging將要大于VREF時,VCompare由低到高翻轉,控制充電結束.由MN9和MN10引入遲滯電流,使充電比較器的上下翻轉點分裂,保證系統的穩定性和比較器的精確度.

圖5　充電比較器模塊電路

3　仿真驗證

3.1充電電流產生模塊電路的仿真驗證

當fSW=1MHz,輸入電壓6～38V之內,充電電流產生模塊實際Iout與理論值波形比較仿真曲線如圖6所示.

圖6　充電電流產生模塊實際Iout與理論值波形比較仿真曲線

由圖6可知,實際產生的Iout與(8)式理論計算差值在50n以內,計算Iout與Vin近似呈線性關系,即:

與(10)式相比,其誤差在3%左右,說明小電壓下會存在一定的誤差,但總體上在輸入電壓范圍內精確度高,完全滿足系統設計要求.

3.2充電比較器模塊電路的仿真驗證

取Vout=5V(VREF=2.5V),Vin=20V,設置充電控制信號從10us開始充電,充電比較器瞬態響應波形如圖7所示.

通過測量該仿真波形得到充電比較器延時Tdelay= 9.77ns可發現,充電比較器響應速度比較快,符合系統設計的要求.

圖7　充電比較器瞬態響應波形

3.3恒定導通時間模塊的整體仿真驗證

對恒定導通時間模塊的整體仿真可進一步驗證其功能特性.設置Vin=20V,Vout=5V,fSW=1MHz,Control-1為周期T=5us、占空比D=5%的方波,得到恒定導通時間模塊的整體仿真曲線,如圖8所示.

圖8　恒定導通時間模塊的整體仿真曲線

通過圖8測量得出,充電時間t=248ns,Iout=4.1uA, Tdelay=8.07ns.由(10)式和(12)式理論計算而得的Iout和充電時間t分別為Iout=4.1uA,t=250ns,這與實際測量值幾乎一致.

4　結 論

本文設計的恒定導通時間電路具有快速、精準的優點,工作頻率與輸入電壓無關,減小了系統電源EMI濾波器的設計難度,工作頻率也可通過外部編程電阻來調整,并通過在充電電流中加入一股與工作頻率相關的電流,有效地提高了效率,可很好地應用于高速、高精度Buck系統中.目前,恒定導通時間電路已應用于Ga N器件驅動的大電流需求供電降壓芯片中,實際產品正在等待流片測試,應用前景可觀.

[1]普利斯曼.開關電源設計[M].3版.王志強,肖文勛,虞龍,等譯.北京:電子工業出版社,2010.

[2]BERNARD S.Switching Regulator Architectures Application[R].California:National Semiconductor,2005.

[3]張占松,蔡宣三.開關電源的原理與設計[M].北京:電子工業出版社,199 8.

[4]謝海武.一款恒定導通時間控制模式的降壓型變換器的分析與設計[D].成都:電子科技大學微電子與固體電子學院,2 0 1 3.

[5]黃建剛,吳杰,謝海武,等.一種適用于恒定導通時間控制的高性能定時器電路[J].中國集成電路,2012,160(9):40-44.

[6]李演明,來新泉,袁冰,等.自適應開啟時間的Buck型DC-DC控制器設計實現[J].半導體學報,2008,29(7):1396-1402.

[7]明鑫,付奎,李天生,等.一種適用于Buck變換器的導通時間產生電路:CN201510204582X[P].2015-10-20.

[8]吳曉輝,吳曉波.一種新型準定頻遲滯模式Buck變換器的設計[J].微電子學,2011,41(2):155-159.

[責任編輯:謝樹林,喬維德]

Design and Realization of Constant On-Time (COT) Control Mode

YANG Jinliang1, LI Tiansheng2
(1.Computer Department, Ganzhou Teachers College, Ganzhou, 341000, China; 2.College of Micro-electronics and Solid-state Electronics, University of Electronic Science and Technology of china, Chengdu, 610054, China)

Being portable and of great power, electronic devices usually require power supply chips of quick and instant response and of high stability. By means of using the circuit proportionate to input voltage to charge and also use the output voltage as the reference voltage, the Constant On-Time (COT) control mode is designed which can effectively solve the difficult problem of constant circuit filter in charging system and which can also cause the system to give a quicker response to input. Emulational experiments prove that the Constant On-Time (COT) control mode can effectively upgrade circuit accuracy and speed up the response of the system.

Constant On-Time (COT); Circuit; Buck converter; Adaptive

2015年人大復印資料全文轉載及索引收錄本刊情況摭覽

TN402

A

1671-4326(2016)02-0046-05

10.13669/j.cnki.33-1276/z.2016.036

2016-03-14

楊金亮(1976-),男,江西贛州人,贛州師范高等專科學校計算機系講師,碩士;李天生(1993-),男,江西贛州人,電子科技大學微電子與固體電子學院碩士研究生.