結構簡單的諧振極型零電流軟開關逆變器

王強，　唐朝垠，　王天施，　劉曉琴

(遼寧石油化工大學 信息與控制工程學院，遼寧 撫順 113001)

?

結構簡單的諧振極型零電流軟開關逆變器

王強，唐朝垠，王天施，劉曉琴

(遼寧石油化工大學 信息與控制工程學院，遼寧 撫順 113001)

摘要:針對諧振極型零電流軟開關逆變器的拓撲電路的輔助開關較多所導致的逆變器體積大、成本高、效率低以及控制策略復雜等問題，提出一種結構簡單的諧振極型零電流軟開關逆變器拓撲電路，逆變器的每一相僅使用了1個輔助開關、1個諧振電感、1個諧振電容和2個輔助二極管來完成電路諧振。因此，該拓撲電路可以減小逆變器體積，降低成本，簡化控制策略和提高效率。分析了逆變器在不同模式下的工作原理，給出了軟開關實現條件和實際參數設計過程，建立了輔助電路功率損耗的數學模型。制作了一臺2 kW的單相實驗樣機和一臺6 kW的三相實驗樣機，實驗結果表明該逆變器的主開關和輔助開關器件都可以實現零電流軟開關。該軟開關逆變器可以降低損耗和提高效率。

關鍵詞:逆變器；輔助開關；零電流；軟開關；諧振

0引言

高頻工作時，硬開關逆變器會產生嚴重的開關損耗，并且伴隨著嚴重的噪聲污染和電磁干擾。為此，軟開關技術誕生，并被應用到硬開關逆變器中。軟開關逆變器是指在硬開關逆變器中添加輔助諧振電路，利用輔助電路中電感和電容的諧振作用，實現零電壓開關或零電流開關，減小開關損耗，降低噪聲污染和電磁干擾[1]。

相比于諧振直流環節軟開關逆變器，諧振極型軟開關逆變器擁有更加突出的優良性能，該類型逆變器采用三組輔助諧振電路，分別接在三相逆變器的每一相上，逆變器的三組輔助電路可實現獨立控制，為三相逆變器各相橋臂上的主開關創造軟開關條件，解決了輔助開關和逆變器主開關在同步操作上的沖突問題，可方便的采用常規的脈寬調制(pulse width modulation，PWM)策略進行輸出電壓控制[2-3]。

研究人員經過長期的研究和探索，提出了多種諧振極型軟開關逆變器拓撲電路[4-12]，但是這些拓撲電路仍存在不足。文獻[4-7]提出的三相拓撲電路使用的輔助開關器件數不少于6個，輔助電路中設置了變壓器來輔助換流，不僅增大了逆變器的體積和成本，而且使逆變器的控制變得非常復雜；文獻[8]提出的三相拓撲電路使用的輔助開關器件數僅為3個，但是輔助電路中仍然設置變壓器來輔助電流。文獻[4-8]提出的拓撲結構中設置的變壓器容易造成占空比丟失，當變壓器向直流電源回饋能量時，使直流電源無法向負載正向傳遞能量。文獻[9-10]提出的三相拓撲電路中的輔助開關數為6個，輔助電路中沒有設置變壓器，可以使逆變器主開關在零電壓條件下開通，但是關斷主開關時，流過主開關的電流并沒有提前減小到零，僅靠并聯在主開關兩端的電容來減小其端電壓的上升率，無法實現零電流關斷，使用絕緣柵雙極型晶體管(insulated gate bipolar transistor，IGBT)作為開關器件時，無法消除開關關斷時產生的拖尾電流，導致主開關產生關斷損耗；文獻[11-12]中提出的拓撲電路，可以使主開關在零電壓零電流條件下完成開通和關斷，解決了容性開通損耗問題和拖尾電流問題，但是三相拓撲電路中的輔助開關數也多達6個。

針對以上問題，本文提出了一種結構簡單的諧振極型零電流軟開關逆變器，其主要特點為：1)每相輔助電路只含有1個輔助開關，1個諧振電容，1個諧振電感和2個輔助二極管，結構簡單，有利于簡化控制策略，減小逆變器體積和降低逆變器成本；2)逆變器主開關和輔助開關都實現了零電流軟開關，當使用IGBT作為開關器件時，該逆變器能夠很好的解決IGBT關斷時的拖尾電流問題，有效降低關斷損耗。文中分析了逆變器在不同模式下的工作原理，給出了軟開關實現條件和實際參數設計過程，建立了輔助電路功率損耗的數學模型。最后在一臺2 kW的單相實驗樣機和一臺6 kW的三相實驗樣機上驗證了提出的新型拓撲結構的有效性。

1電路結構和工作原理

1.1電路結構

新電路的三相電路如圖1所示，三相逆變器的A、B、C三相上各有一組諧振電路，每組諧振電路均包含1個輔助開關，1個諧振電容、1個諧振電感和2個輔助二極管。單相等效電路如圖2所示。E為直流電源，Sxa為輔助開關，Dca和Dxa為輔助二極管，Cra為諧振電容，Lra為諧振電感，設Cr=Cra，Lr=Lra，負載電流為I0(在一個開關周期內I0恒定)，iLr為流過Lr的電流，uCr為諧振電容Cr的端電壓。輔助諧振電路工作時，可使流過逆變器主開關和輔助開關的電流周期性減小到零，在流過開關的電流為零時切換開關狀態，可實現零電流軟開關，降低開關損耗。

1.2工作原理

為簡化分析，可假設：1)在逆變器換流期間，負載電流I0可當成恒定值；2)所有電路元件都為理想元件。本文將詳細分析逆變器單相電路中的換流過程，單相等效電路如圖2所示，在負載電流I0為負(方向與圖2中的I0正方向相反)的情況下，電路工作過程分為11個模式，特征工作波形如圖3所示，各模式等效電路如圖4所示，圖2中箭頭指向為物理量的參考正方向，圖4中箭頭指向為電路工作時物理量實際方向。需要說明的是在三相逆變器的每一相電路中，圖4中的負方向的負載電流I0在流過本相下橋臂的主開關，本相負載和另一相上橋臂的主開關或者流過本相上橋臂主開關反并聯的續流二極管，本相負載和另一相下橋臂主開關反并聯的續流二極管之后，最后流回直流電源形成閉合回路。

工作模式：

1)模式1(t-t0)：假設為電路初始狀態，負載電流I0方向為負方向，I0通過二極管D1續流，此時S1處于開通狀態，輔助電路不工作，電路處于穩態。此時，iLr=0，uCr=U0(0

圖1　結構簡單的諧振極型零電流開關逆變器Fig.1　A resonant pole type zero current switching　　　 inverter with the simple structure

圖2　單相等效電路Fig.2　One phase equivalent circuit

圖3　電路的特征工作波形Fig.3　Characteristic waveforms of circuit

2)模式2(t0-t1)：在t0時刻開通輔助開關Sxa，因為諧振電感Lr減小了流過Lr電流的上升率，所以Lr實現了零電流軟開通。Sxa開通后，Lr和Cr開始諧振，Lr和Cr同時被充電，iLr和uCr都逐漸增大，流過D1的電流開始減小，在t1時刻，當iLr增大到最大值I0時，uCr增大到U1，D1自然關斷，本模式結束。在t1時刻開通S2，則S2可實現零電壓零電流軟開通。本模式運動軌跡為圖5中t0～t1段，其運動曲線方程為

[iLr(t)Zr]2+[uCr(t)-E]2=(E-U0)2。

(1)

圖4　各工作模式的等效電路Fig.4　Equivalent circuits under different operation　　　 modes

將iLr(t1)=I0代入式(1)中，得到uCr在t1時刻的值U1為

(2)

本模式中，iLr和uCr的表達式分別為：

(3)

uCr(t)=E-(E-U0)cos[ωr(t-t0)]。

(4)

本模式的持續時間為

(5)

圖5　逆變器的相平面Fig.5　Phase-plane of inverter

3)模式3(t1-t2)：從t1時刻開始，諧振電感Lr對諧振電容Cr進行充電，uCr繼續增大，iLr開始減小，流過S2的電流開始增大，其增大速率與iLr減小速率相同，在t2時刻，iLr減小到零，uCr增大到正向最大值U2，本模式結束。本模式運動軌跡為圖5中t1～t2段，其運動曲線方程為

(6)

將iLr(t2)=0代入式(6)中，得到uCr在t6時刻的值U2為

(7)

本模式中，iLr和uCr的表達式分別為：

(8)

uCr(t)=I0Zrsin[ωr(t-t1)]+U1cos[ωr(t-t1)]。

(9)

本模式的持續時間為

(10)

4)模式4(t2-t3)：在t2時刻，二極管Dxa開始導通，Sxa被短路，流過Sxa的電流為零，此時關斷Sxa，Sxa可實現零電流軟關斷。從t2時刻開始，電路繼續諧振，Cr對Lr反向充電，uCr開始減小，iLr反向增大，當uCr減小到零時，iLr反向增大到最大值，此后，Lr對Cr反向充電，在t3時刻，iLr反向減小到零，uCr增大到反向最大值U3，本模式結束。本模式運動軌跡為圖5中t2～t3段，其運動曲線方程為

(11)

將iLr(t3)=0代入式(11)中，得到uCr在t3時刻的值U3為

(12)

本模式中，iLr和uCr的表達式分別為：

(13)

uCr(t)=-U2sin[ωr(t-t2)]。

(14)

本模式持續的時間為

(15)

5)模式5(t3-t4)：在t3時刻，iLr反向減小到零，Dxa自然關斷，Dca開始導通，Cr對Lr充電，uCr減小，iLr增大。當uCr減小到等于母線電壓E時，iLr達到最大值，此后，iLr開始減小。在t4時刻，iLr減小到零，uCr反向減小到U4，本模式結束。本模式運動軌跡為圖5中t3～t4段，其運動曲線方程為

[iLr(t)Zr]2+[uCr(t)+E]2=(U3+E)2。

(16)

將iLr(t4)=0代入式(16)中，得到t4時刻uCr值U4為

U4=uCr(t4)=-U3-2E。

(17)

本模式中，iLr和uCr的表達式分別為：

(18)

uCr(t)=-E-(U3+E)cos[ωr(t-t3)]。

(19)

本模式持續的時間為

(20)

6)模式6(t4-t5)：t4時刻，iLr再次減小到零，二極管Dca自然關斷，負載電流I0全部經S2續流，本模式在t5時刻結束，本模式的持續時間可以根據實際需要來設定。本模式運動軌跡為一點，如圖5中t4～t5段。

7)模式7(t5-t6)：在t5時刻再次開通Sxa，因為Lr減小了流過Sxa電流上升率，所以Sxa實現了零電流軟開通。Sxa開通后，Lr和Cr開始諧振，Cr對Lr充電，iLr增大，uCr減小，且流過S2的電流開始減小，其減小速率與iLr增大速率相同，在t6時刻，iLr增大到等于負載電流I0時，uCr減小到U5，流過S2的電流減小到零，本模式結束。本模式運動軌跡為圖5中t5～t6段，其運動曲線方程為

(21)

將iLr(t6)=I0代入式(21)中，得到t6時刻uCr值U5為

(22)

本模式中，iLr和uCr的表達式分別為：

(23)

uCr(t)=U4cos[ωr(t-t5)]。

(24)

本模式持續的時間為

(25)

8)模式8(t6-t7)：t6時刻，S2的反并聯二極管D2開始導通續流，此時關斷S2，則S2可實現零電壓零電流軟關斷。從t6時刻開始，Cr繼續對Lr充電，iLr繼續增大，當uCr反向減小到等于零時，iLr增大到最大，此后Lr放電，Cr充電，當iLr減小到I0時uCr減小到等于U6，本模式結束。本模式運動軌跡為圖5中t6～t7段，其運動曲線方程為

(26)

將iLr(t7)=I0代入式(26)中，得到t7時刻uCr值U6為

(27)

本模式中，iLr和uCr的表達式分別為：

(28)

uCr(t)=U5cos[ωr(t-t6)]+I0Zrsin[ωr(t-t6)]。

(29)

由式(28)可求出本模式中諧振電流最大值Ipmax為

(30)

本模式持續的時間為

(31)

9)模式9(t7-t8)：t7時刻iLr減小到等于負載電流I0，二極管D2自然關斷，此時因為S2處于斷開狀態，所以負載電流I0對Cr充電，因為I0恒定，所以Lr的端電壓為零，uCr逐漸增大，在t8時刻uCr增大到等于母線電壓E，本模式結束。本模式運動軌跡如圖5中t7～t8段。

本模式持續的時間為

(32)

10)模式10(t8-t9)：t8時刻uCr=E，二極管D1導通續流，Lr和Cr再次發生諧振，Lr放電，Cr充電，iLr減小，uCr增大，在t9時刻iLr減小到零，uCr增大到最大值U7，負載電流全部經D1續流，本模式結束。本模式運動軌跡為圖5中t8～t9段。其運動曲線方程為

(33)

將iLr(t9)=0代入式(32)中，得到t9時刻uCr值U7為

U7=uCr(t9)=E+I0Zr。

(34)

本模式中，iLr和uCr的表達式分別為：

iLr(t)=I0cos[ωr(t-t8)],

(35)

uCr(t)=E+I0Zrsin[ωr(t-t8)]。

(36)

本模式持續的時間為

(37)

11)模式11(t9-t10)：t9時刻iLr減小到零，Dxa導通，此時關斷Sxa，Sxa可實現零電流軟關斷。從t9時刻開始，Cr對Lr反向充電，iLr反向增大，uCr減小，流過Dxa電流逐漸增大，流過D1的電流逐漸減小，其速率與iLr反向增大的速率相同，當uCr減小到E時，iLr達到最大值，此后，Lr放電，iLr減小，uCr繼續減小，在t10時刻iLr減小到零，Dxa自然關斷，本模式結束，此時uCr減小到U8，I0全部經二極管D1續流。本模式運動軌跡為圖5中t9～t10段。其運動曲線方程為

(38)

將iLr(t10)=0代入式(37)中，得到t10時刻uCr值U7為

U8=uCr(t10)=U7-E。

(39)

本模式中，iLr和uCr的表達式分別為：

(40)

uCr(t)=E+U7cos[ωr(t-t9)]。

(41)

本模式持續的時間為

(42)

至此一個完整的負載電流為負的PWM周期結束，然后電路又進入初始狀態開始下個周期的工作。負載電流為正的工作模式與此類似，這里不再進行詳細分析。

1.3軟開關實現條件

1)為了使輔助開關Sxa在全負載范圍內實現零電流開通，需要式(43)和式(44)成立。

(43)

(44)

2)在輔助二極管Dxa導通續流期間關斷輔助開關Sxa，Sxa可實現零電流關斷，則需要滿足式(45)和式(46)。

Ton1(Sxa)=(T2+T3+T4)|I0=I0max，

(45)

Ton2(Sxa)=(T7+T8+T9+T11)|I0=I0max。

(46)

其中：Ton1(Sxa)和Ton2(Sxa)分別為Sxa在每個開關周期內兩次開通后處于導通狀態的時間；I0max為負載電流最大值。

2)為了確保逆變器主開關在全負荷范圍內都實現零電流開通，輔助開關Sxa第一次開通持續時間必須不小于二極管D1的續流時間，需滿足

Ton1(Sxa)≥T2|I0=I0max。

(47)

4)主開關的反并聯二極管續流期間關斷逆變器主開關，可實現零電流關斷，為了確保逆變器主開關在全負載范圍內實現零電流關斷，并且降低損耗，主開關關斷時諧振電流的最大值Ipmax必須滿足

(48)

1.4電路中器件承受的電壓和電流應力

在t2時刻，iLr減小到零，此時uCr達到正向最大值，在t9時刻，iLr再次減小到零，此時uCr再次達到正向最大值；模式4中，當uCr減小到零時，iLr達到反向最大值，此時流過二極管Dxa的電流值最大；在模式5中，當uCr反向減小到E時，流過二極管Dca的值最大；在模式8中，當uCr減小到零時，iLr達到正向最大值，此時流過Sxa的電流值最大。

流過諧振電感Lr正向和負向電流最大值iLrmax(正)和iLrmax(負)可分別表示為：

(49)

(50)

流過輔助開關Sxa電流最大值iSxamax可表示為

(51)

流經輔助二極管Dxa和Dca電流最大值iDxamax和iDcamax可分別表示為：

(52)

(53)

2輔助器件功率損耗的理論分析

由前文中的理論分析可知，逆變器的所有主開關和輔助開關都可以實現零電流開通和關斷，開關損耗為零。在理想狀態下，諧振電感Lr和諧振電容Cr的電阻很小，所以其功耗可近似為零。但是輔助開關Sxa及輔助二極管Dxa和Dca存在通態損耗。設輔助二極管Dxa和Dca的通態壓降為VEC，輔助開關Sxa通態壓降為VCE，開關頻率為fc。根據一個開關周期內的各工作模式的理論分析，采用分段積分法可以得到單相輔助電路中各器件的功率損耗數學模型[13-15]。

輔助開關Sxa的通態損耗PSxa可表示為

VCE[3E-U0-2U5]Crfc=

Crfc+VCE(3E-U0)Crfc。

(54)

輔助二極管Dxa和Dca的通態損耗PDxa和PDca可分別表示為：

(55)

(56)

由式(44)～式(49)可得單相輔助諧振電路的總功率損耗Padd可表示為

Padd=PSxa+PDxa+PDca=

VCE[3E-U0-2U5]Crfc+VEC(2E-U2)Crfc=

VCE(3E-U0)Crfc。

(57)

3實際參數設計過程

為了使Sxa在全負載范圍內實現零電流開通，由式(43)和式(44)可得：

(58)

(59)

由前文1.2節的理論分析可知U4>U0，考慮Lr對輔助電路功耗的影響，為留有一定的裕量，取Lr為

(60)

根據反正玄函數的定義，由式(5)可得

(61)

考慮到外界其他不定因素的影響，對Cr取值時應留有一定的裕量，Cr可取為

(62)

將E，U0，Lr和Cr代入到式(47)和式(48)中，可驗證設計參數是否可使主開關在全負載范圍內實現零電流開關，然后在將設計參數代入式(45)和式(46)中，可求出使輔助開關實現零電流開關兩次開通持續時間。

4實驗結果

為了驗證本文提出的新拓撲電路的有效性，根據前文1.2節和1.3節的理論分析，制作了一臺2 kW單相實驗樣機，如圖6所示。實際參數設置如下：直流母線電壓E=300 V，諧振電容Cr初始電壓U0=220 V，額定輸出功率P0=2 kW，輸出電流最大值I0max=28.3 A，諧振電容Cr=0.2F，諧振電感Lr=3H，分壓電容Cd1=Cd2=1 200F，輸出相電壓有效值u0=106 V，輸出端所接的濾波電感La=0.9 mH，輸出端所接的濾波電容Ca=10F，負載電阻Ra=5.3 Ω，開關頻率fc=20 kHz，輸出頻率f0=50 Hz，開關器件通態壓降為VCE=0.5 V，輔助二極管通態壓降為VEC=0.5 V，開關器件允許的開通瞬間電流變化率(di/dt)r=30 A/s。實驗中該單相實驗樣機采用正弦波脈寬調制方法。

圖6　實驗電路圖Fig.6　Circuit in the experiment

實驗波形如圖7所示，圖7(a)為逆變器在一個PWM周期內iLr與uCr的實驗波形圖，從該圖中可以看出，實驗中iLr與uCr波形與圖3 中理論分析的特征波形基本吻合；圖7(b)為輔助開關Sxa開通與關斷時iSxa與uSxa的實驗波形，從該圖中可以看出，輔助開關Sxa開通后，流過Sxa的電流以較小的速率緩慢上升，uSxa以較大的速率快速減小到零，iSxa與uSxa的重疊區域大大減小，Sxa關斷前，iSxa已經提前減小到零，所以Sxa實現了零電流開關；圖7(c)為主開關S2開通與關斷時iS2與uS2的實驗波形圖從該圖中可以看出，S2開通后，iS2以較小的速率緩慢上升，uS2以較大的速率快速減小到零，iS2與uS2的重疊區域大大減小，S2關斷前iS2已經提前減小到零，所以S2實現了零電流開關；圖7(d)為逆變器輸出頻率為50 Hz時的相電壓u0的波形，由圖可以看出波形為正弦波，說明輔助電路對逆變器的正常運行影響較小。

圖7　實驗波形Fig.7　Experimental waveforms

為驗證本文提出的軟開關逆變器在效率上的優勢，在同等實驗條件下對傳統的硬開關逆變器、文獻[12]提出的軟開關逆變器以及本文所提出的軟開關逆變器的單相電路做了效率測試，如圖8所示。測試時3種逆變器的單相電路輸出電壓有效值都設定為106 V，在3種逆變器單相電路的輸出功率都達到2 kW時，分別測量其輸入功率，最后求得各自的效率。為了減小測量誤差，在同一條件下測量4次，最后取其平均值。在輸出功率2 kW時，軟開關逆變器的實測效率達到96.7%，相比于硬開關逆變器，效率提高2.8%，相比于文獻[12]中提出的軟開關逆變器提高了1.4%。

圖8　實測效率曲線Fig.8　Measured efficiency curve

為進一步驗證該軟開關逆變器的有效性，根據圖1和以上實驗參數，以單相實驗樣機為基礎，制作了1臺功率為6 kW的三相實驗樣機，該實驗樣機采用空間矢量脈寬調制技術，在每個開關周期內，只有1個橋臂的主開關狀態發生切換，其余2個橋臂的開關狀態不發生變化。因此，每個開關周期內，只有1相輔助諧振電路工作，這有利于降低輔助電路損耗和提高效率。圖9為三相實驗樣機輸出的三相電流ia，ib和ic的實驗波形，輸出頻率為50 Hz。如圖9所示，三相實驗樣機輸出電流波形為光滑的正弦波，各相輸出電流波形獨立可控，互不影響，并沒有因為增加輔助諧振電路，使逆變器的電流波形產生畸變。

圖9　三相電流實驗波形Fig.9　Experimental waveforms of three-phase current

在相同的實驗條件下對本文所提出的軟開關逆變器和傳統的硬開關逆變器以及文獻[12]提出的軟開關逆變器也進行了三相電路的效率測試，測試方法與單相電路的效率測試方法相同。在輸出功率達到6 kW時，本文所提出的新型三相軟開關逆變器的實測效率達到97.5%，相比于傳統的三相硬開關逆變器效率提高了3.1%，相比于文獻[12]中提出的三相軟開關逆變器效率提高1.6%。因為三相電路實驗時，如圖1所示，電路中無分壓電容，沒有中性點電位的變化問題，更有利于實現軟開關，而且三相電路采用了空間矢量脈寬調制技術，使每個開關周期內只有1相輔助電路工作，另兩相輔助電路都不工作，降低了輔助電路損耗，所以相比于單相電路，三相電路的效率得到了進一步提高。

5結論

本文提出了一種新型零電流軟開關逆變器拓撲電路，與文獻中所提到的零電流軟開關逆變器拓撲電路相比，該逆變器拓撲電路最大的優點在于拓撲電路只使用了3個輔助開關，減小了逆變器的體積，降低了成本，同時簡化了控制策略，提高了逆變器效率。由實驗結果可得出如下結論：1)逆變器中所有開關器件都實現了零電流軟開關；2)逆變器中主開關和輔助開關承受的電壓應力等于母線電壓；3)逆變器的單相實驗電路輸出的電壓的波形均為光滑的正弦波，逆變器的輸出波形質量不受輔助諧振電路影響；4)在輸出功率為2 kW的單相實驗電路上的實測效率可達到96.7%，相比于單相硬開關逆變器提高了2.8%，相比于文獻[12]提出的軟開關逆變器提高了1.4%，說明該軟開關逆變器能有效降低開關損耗和提高效率。

參 考 文 獻:

[1]BELLAR M D，WU T S，TCHAMDJOU A，et al．A review of soft-switched dc-ac converters[J]．IEEE Transactions on Industry Applications，1998，34(4)：847-860．

[2]楊迎化，謝順依，鐘祺，等．一種新型直流環節并聯諧振軟開關逆變器[J]．中國電機工程學報， 2008， 28(12)： 50-54．

YANG Yinghua，XIE Shunyi，ZHONG Qi，et al．A novel DC link parallel resonant soft switching inverter[J]．Proceedings of the CSEE，2008，28(12)：50-54．

[3]祁曉蕾，阮新波．一種新的雙幅控制有源箝位諧振直流環節逆變器[J]．中國電機工程學報， 2008， 28(27)： 42-47．

QI Xiaolei，RUAN Xinbo．A novel two-amplitude active-clamped resonant DC link inverter[J]．Proceedings of the CSEE， 2008， 28(27)：42-47．

[4]姚鋼，Mahammad Mansoor Khan，周荔丹，等．基于變壓器輔助換流的新型ZVS-ZCS逆變器[J]．中國電機工程學報，2006，26(6)：61-67．

YAO Gang，KHAN M M，ZHOU Lidan，et al．A novel ZVS-ZCS inverter with a transformer-assisted commutation[J]．Proceedings of the CSEE，2006，26(6)：61-67．

[5]YUAN X，BARBI I．Analysis，designing，and experimentation of a transformer-assisted PWM zero-voltage switching pole inverter[J]．IEEE Transactions on Power Electronics，2000，15(1)：72-82．

[6]王強. 無中性點電位變化的輔助諧振變換極逆變器[J]. 中國電機工程學報, 2011, 31(18): 27-32.

WANG Qiang. Auxiliary resonant commutated pole inverter without change of neutral point potential[J]. Proceedings of the CSEE, 2011, 31(18): 27-32.

[7]YU Wensong，LAI Jih-Sheng，PARK Sung-Yeul．An improved zero-voltage switching inverter using two coupled magnetics in one resonant pole[J]．IEEE Transactions on Power Electronics，2010，25(4)：952-961．

[8]PAN Zhiyang，LUO Fanglin．Novel resonant pole inverter for brushless DC motor drive system[J]．IEEE Transactions on Power Electronics，2005，20(1)：173-181．

[9]賀虎成，劉衛國，解恩. 一種新型無刷直流電機諧振極軟開關逆變器[J]. 電工技術學報，2008，23(12)：99-106.

HE Hucheng, LIU Weiguo, XIE En.A novel resonant pole inverter for brushless DC motor[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2008, 23(12): 99-106.

[10]潘三博，潘俊民．一種新型的零電壓諧振極型逆變器[J]．中國電機工程學報，2006，26(24)：55-59．

PAN Sanbo，PAN Junmin．A novel zero-voltage switching resonant pole inverter[J]．Proceedings of the CSEE， 2006， 26(24)：55-59．

[11]YONG Li，LEE F C，BOROYEVICH D．A three-phase soft-transition inverter with a novel control strategy for zero-current and near zero-voltage switching[J]．IEEE Transactions on Power Electronics，2001，16(5)：710-723．

[12]王強，張化光，褚恩輝，等．新型零電壓零電流諧振極型軟開關逆變器[J]．中國電機工程學報，2009，29(27)：15-21．

WANG Qiang，ZHANG Huaguang，CHU Enhui，et al．Novel zero-voltage and zero-current resonant pole soft-switching inverter[J]．Proceedings of the CSEE，2009，29(27)：15-21．

[13]王強, 王天施．用于電機驅動的并聯諧振直流環節逆變器[J]．電機與控制學報，2013， 17(1): 58-64．

WANG Qiang，WANG Tianshi. Parallel resonant DC link inverter for motor drives [J]. Electric Machines and Control, 2013, 17(1): 58-64.

[14]王強，陳祥雪，劉巖松，等．應用于高功率領域的改進型諧振直流環節逆變器[J]．電機與控制學報，2016，20(3)：63-70．

WANG Qiang，CHEN Xiangxue，LIU Yansong，et al．Improved resonant DC link inverter applied in high-power field[J]．Electric Machines and Control，2016，20(3)：63-70．

[15]王強，劉巖松，陳祥雪，等．雙向開關輔助換流的并聯諧振直流環節逆變器[J]．電機與控制學報，2015，19(4):72-80．

WANG Qiang，LIU Yansong，CHEN Xiangxue，et al．Parallel resonant DC link inverter with a bidirectional switch-assisted commutation[J]．Electric Machines and Control，2015，19(4):72-80．

(編輯：劉琳琳)

Resonant pole zero current soft-switching inverter with simple structure

WANG Qiang,TANG Chao-yin,WANG Tian-shi,LIU Xiao-qin

(College of Information and Control Engineering, Liaoning Shihua University, Fushun 113001, China)

Abstract:Aiming at the problems that the big volume, the high cost, the low efficiency and the complex control strategy in the type of resonsnt pole zero current soft switching inverter caused by so many auxiliary switches were used in topology circuit. A novel resonant pole zero current switching inverter topology circuit was proposed,which has a simple structure. Each phase of the three phase-inverter only use one auxiliary switch, one resonant inductor and one resonant capacitor and two auxiliary diodes to complete the resonance of the circuit. So, this topology circuit reduces the volume of the inverter,reduces the cost, simplifies the control strategy and improves the efficiency. The operation principle of the soft-switching inverter which worked in different operation modes were presented. The conditions for realization of soft-switching and the actual design process of the parameters were presented. The mathematical model for auxiliary resonant circuit loss was established. A 2 kW one phase laboratory prototype and a 6kW three-phase laboratory prototype were built. The experiment results verify that the whole main switches and auxiliary switches realize zero current switching. This soft-switching inverter presented effectively reduces switching loss and improves efficiency.

Keywords:inverter; auxiliary switch; zero current; soft-switching; resonant

收稿日期:2015-10-02

基金項目：國家自然科學基金(51207069)

作者簡介：王強(1981—),男,博士,副教授,研究方向為軟開關逆變器的電路拓撲及控制; 唐朝垠(1990—),男,碩士研究生, 研究方向為軟開關逆變器的電路拓撲及控制; 王天施(1970—),男,博士,副教授, 研究方向為電力系統繼電保護; 劉曉琴(1975—),女,博士研究生,副教授, 研究方向為電力系統故障診斷。

通信作者:王強

DOI:10.15938/j.emc.2016.07.014

中圖分類號:TM 464

文獻標志碼:A

文章編號:1007-449X(2016)07-0102-09