三電平光伏并網逆變器SHEPWM優化控制方法

胡存剛，　胡軍，　馬大俊，　王群京，　羅方林,4

(1.安徽大學 電氣工程與自動化學院，安徽 合肥 230601；2.安徽大學 工業節電與電能質量控制協同創新中心，安徽 合肥 230601；3.安徽大學 教育部電能質量工程研究中心，安徽 合肥 230601；4.南洋理工大學 電氣電子工程學院，新加坡 639798)

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三電平光伏并網逆變器SHEPWM優化控制方法

胡存剛1,2,3，胡軍1，馬大俊1，王群京1,2,3，羅方林1,4

(1.安徽大學 電氣工程與自動化學院，安徽 合肥 230601；2.安徽大學 工業節電與電能質量控制協同創新中心，安徽 合肥 230601；3.安徽大學 教育部電能質量工程研究中心，安徽 合肥 230601；4.南洋理工大學 電氣電子工程學院，新加坡 639798)

摘要:提高輸出電能質量、抑制共模電壓和減小電磁干擾對提高光伏并網逆變器的性能具有重要研究意義。以三電平有源中點鉗位型(3L-ANPC)光伏并網逆變器為研究對象，將特定諧波消除脈寬調制(SHEPWM)的三相輸出波形視為空間狀態矢量，分析SHEPWM對應的各開關狀態矢量產生的共模電壓幅值及其對中點電壓的影響，從而提出一種改進的SHEPWM控制策略，在降低并網逆變器輸出共模電壓的同時，有效地控制了3L-ANPC光伏并網逆變器的中點電壓平衡。最后通過仿真和實驗驗證了控制策略的有效性。

關鍵詞:光伏并網逆變器；有源中點鉗位；特定諧波消除；共模電壓；中點電壓

0引言

光伏并網逆變器是將光伏陣列輸出的直流電轉化成符合電網要求的交流電并輸入電網的設備，是光伏并網發電系統能量轉換和控制的核心。隨著光伏技術的不斷發展，對逆變器的容量、效率和輸出電能質量的要求也越來越高。多電平拓撲具有耐壓等級高、輸出電壓更接近正弦波、諧波含量小等優點，應用于光伏并網逆變器能提高系統的容量和效率，因此得到廣泛的關注[1]。相比傳統二極管中點鉗位型(neutral point clamed，NPC)多電平拓撲，新型的有源中點鉗位型(active NPC，ANPC)拓撲使用可控的開關器件代替鉗位二極管，在不影響輸出電壓波形的前提下，通過選擇不同的電流回路實現開關器件的損耗平衡[2]，因此可以提高系統的可靠性和使用壽命。

在并網逆變系統中，逆變器的寄生電容會與逆變器輸出濾波元件以及電網阻抗組成共模諧振電路，逆變器的功率開關動作時會引起寄生電容上的電壓即共模電壓的變化，變化的共模電壓會激勵諧振電路產生共模電流，從而增加系統的傳導損耗，降低電磁兼容性并產生安全問題，而且對地共模電流太大還會造成交流濾波器的飽和，降低濾波效果[3-6]。為保證安全，VDE0126-1-1標準對并網系統的共模電流做出了嚴格規定。為抑制并網逆變器的共模電流，應盡量使共模電壓變化小。

同時研究表明，在ANPC并網逆變器中一些開關狀態會使電流流過中點，從而引起中點電壓的波動[7]，這種電壓波動會引起并網逆變器輸出電流畸變，加之并網電流的時變性，如果不采取適當的控制措施，直流電容電壓會有很大的波動，嚴重時導致輸出波形嚴重畸變，輸出諧波顯著增加達不到并網要求。

特定諧波消除脈寬調制(selected harmonic elimination pulse width modulation, SHEPWM)方法通過開關時刻的優化選擇，消除特定的低次諧波，具有在同樣開關頻率的條件下，波形質量和綜合控制性能最優；而在同樣波形質量的情況下，具有開關頻率最低、開關損耗最小和直流電壓利用率高等優點。在對波形質量和效率要求較高的場合，具有明顯優勢[8-10]。

目前對SHEPWM的研究，較多的是針對SHEPWM非線性超越方程組的求解，其求解方法主要分為數值方法[11]和優化算法[12-13]。現有文獻中基于SHEPWM抑制共模電壓的方法是改變傳統的SHEPWM方程組的形式，但改變后SHEPWM方程組的求解結果是要么無解，要么收斂到唯一的解[3]，控制策略不夠靈活。

論文以3L-ANPC光伏并網逆變器為研究對象，首先研究了SHEPWM與空間矢量脈寬調制(space vector pulse width modulation,SVPWM) 的聯系，提出將SHEPWM三相輸出視為與SVPWM一致的空間矢量集，分析對應的各空間矢量產生的共模電壓最大幅值及對中點電壓的影響。提出在不改變傳統SHEPWM方程組的基礎上，每個周期開始時動態選擇SHEPWM的發波方式，有效地控制中點電壓的平衡，并且每個周期內動態變換SHEPWM的開關狀態，從而有效地降低逆變器輸出共模電壓幅值，并通過仿真和實驗對提出的控制策略進行了驗證。

13L-ANPC光伏并網逆變器拓撲

3L-ANPC光伏并網逆變系統結構如圖1所示。由光伏組件、ANPC逆變器、濾波器和電網組成。3L-ANPC逆變器每相橋臂由6個開關器件Sx1，Sx2，Sx3，Sx4，Sx5，Sx6(其中x表示a,b,c三相)組成，各開關器件分別反并聯一個續流二極管。設直流電壓為Udc時，每相橋臂可以輸出Udc/2,0,-Udc/2三種電平，分別用p、o、n表示。o狀態時，與NPC拓撲相比，電流流出與電流流入時對應的狀態各增加一條電流通路。o狀態時電流的路徑可以通過開關管的開通與關斷控制，電流可以通過上橋臂的Sx2，Sx5流入或流出，也可以通過下橋臂的Sx3，Sx6流入或流出，這種o電平的冗余狀態的加入為損耗在各個開關管之間的平衡提供了可能。因此，3L-ANPC逆變器每相有6種開關狀態，如表1所示。

圖1　3L-ANPC光伏并網逆變系統Fig.1　3L-ANPC photovoltaic grid-connected inverter

輸出電壓Sx1Sx2Sx3Sx4Sx5Sx6狀態Udc/2110001p0010010ou10010110ou20001001ol10101001ol2-Udc/2001110n

2SHEPWM控制策略

2.1SHEPWM三相輸出矢量化

圖2　三電平SHEPWM相電壓波形Fig.2　Waveform of three-level SHEPWM phase voltage

在SHEPWM調制方法下，每一時刻SHEPWM三相都有對應的輸出狀態，為了方便論述，取調制度m=1時消除5、7、11和13次諧波的一組三電平SHEPWM解集為例進行研究，其對應的開關角度為：α1=14°,α2=63°,α3=67°,α4=83°(注：為了論述簡單舍去了小數點后面的數據)，該解集下三相SHEPWM波形如圖3所示。

圖3　SHEPWM三相輸出波形Fig.3　Three-phase SHEPWM output waveform

圖3所示的SHEPWM三相輸出狀態及其對應的作用區間如表2所示。例如圖3中第一個陰影區域(e)所示，63°～67°對應的開關狀態為ono；第二個陰影區域(f)所示，83°～97°對應的開關狀態為onn。

表2SHEPWM三相輸出開關狀態及其作用區域

Table 2 Vectors of SHEPWM and their duration region

作用區間0°～3°3°～7°7°～14°14°～23°23°～37°輸出狀態onpooponppnppop作用區間37°～46°46°～53°53°～57°57°～63°63°～67°輸出狀態pnppnopoopnoono作用區間67°～74°74°～83°83°～97°97°～106°106°～113°輸出狀態pnopnnonnpnnpon作用區間113°～117°117°～123°123°～127°127°～134°134°～143°輸出狀態oonponpooponppn作用區間143°～157°157°～166°166°～173°173°～177°177°～183°輸出狀態ppoppnopnopoopn作用區間183°～187°187°～194°194°～203°203°～217°217°～226°輸出狀態oonopnnpnnonnpn作用區間226°～233°233°～237°237°～243°243°～247°247°～254°輸出狀態nponoonpooponpo作用區間254°～263°263°～277°277°～286°286°～293°293°～297°輸出狀態nppoppnppnopoop作用區間297°～303°303°～307°307°～314°314°～323°323°～337°輸出狀態nopnoonopnnpnno作用區間337°～346°346°～353°353°～357°357°～360°-輸出狀態nnponponoonp-

將表2中所有SHEPWM三相輸出狀態對應的空間矢量圖如圖4所示，該解集下SHEPWM三相輸出狀態一共有25個空間矢量，包括6個大矢量、6個中矢量和12個成對的正負小矢量以及1個零矢量。包括所有的大矢量、中矢量、小矢量以及零矢量ooo，(由于SHEPWM波形的特性，不存在零矢量ppp和nnn)。通過研究，其它調制度或消除更多諧波的SHEPWM方程的解對應的三相輸出也滿足上述對應關系。因此可以采用SVPWM的思路來研究SHEPWM的控制策略。

圖4　三電平SHEPWM空間矢量圖Fig.4　Three-level space vectors diagram under　　　 SHEPWM

2.2SHEPWM控制策略的改進

2.2.1抑制共模電壓SHEPWM原理

根據上述分析，得到SHEPWM三相輸出狀態與空間矢量的對應關系，因此SHEPWM共模電壓的抑制可以參考SVPWM方法進行研究[14]。

對于光伏并網逆變器而言，逆變器三相輸出相電壓的算術平均值為逆變器輸出共模電壓[8]。因此共模電壓UCMV大小可表示為

(1)

式中Uao、Ubo、Uco為逆變器輸出的三相相電壓瞬時值，即Udc/2、0或-Udc/2。由式(1)可以看出，3L-ANPC并網逆變器產生的共模電壓幅值有Udc/2，Udc/3，Udc/6和0共4個等級。

三電平所有空間矢量對應的共模電壓幅值如表3所示，其中I型小矢量onn，ppo，non，opp，nno，pop和零矢量ppp，nnn這8種開關狀態產生的共模電壓幅值較大，而大矢量、中矢量和II型小矢量以及零矢量ooo這19種開關狀態產生的共模電壓較小。如果選擇這19種開關狀態去合成參考矢量，即選擇3個開關狀態之和的絕對值小于或等于1的矢量狀態(設p=1,o=0,n=-1)，理論上共模電壓幅值絕對值將被限制在小于或等于Udc/6的范圍內。

表3　三電平矢量狀態和共模電壓幅值表

傳統SHEPWM方法消除6i±1(i為正整數)次諧波，即 5、7、11 、13……等次諧波，這種方式應用非常普遍，但這種方式三相輸出矢量中包含產生共模電壓幅值比較大的空間矢量，如表2中SHEPWM三相輸出包括pop，onn，ppo，non，opp，nno，因此傳統SHEPWM產生的共模電壓幅值絕對值將達到Udc/3。因此需要改進SHEPWM控制策略，降低逆變器輸出共模電壓幅值，從源頭上抑制共模電壓。

如果SHEPWM三相輸出中不含有onn，ppo，non，opp，nno，pop，ppp，nnn這8種開關狀態，則可以降低逆變器輸出共模電壓最大幅值。而ppp和nnn零矢量開關狀態由于SHEPWM中不會出現，從而可知傳統SHEPWM中產生較大共模電壓的開關矢量為表3中I型小矢量，因此提出當SHEPWM三相輸出開關狀態為I型小矢量型時，將其變換為與該矢量同一位置與之成對的另一個II型小矢量。例如圖3中第二個陰影區域(f)83°～97°所示，對應的I型小矢量onn，將其變換為與該矢量同一位置與之成對的另一個II型小矢量poo，如圖4中poo和onn所示；同理將圖中第3個陰影區域(g)對應的I型小矢量opp替換為與之成對的另一個II型小矢量noo，從而不改變SHEPWM波形的對稱型。而如圖3中第一個陰影區域(e)63°～67°所對應的空間矢量為II型小矢量ono，則不需要進行變換。該控制策略在不改變SHEPWM的對稱型的情況下，能有效地降低逆變器輸出共模電壓最大幅值。

當SHEPWM三相輸出開關矢量為小矢量時，將其變換為該矢量與之成對的另一個小矢量，不會影響SHEPWM線電壓的消諧效果。例如圖4中括號標示的同一位置的兩矢量poo與onn。其中I型小矢量onn作用下線電壓輸出電平值分別為Uab=Udc/2，Ubc=Udc/2，Uca=-Udc/2，對應的II型小矢量poo作用下線電壓輸出電平值也分別為Uab=Udc/2，Ubc=Udc/2，Uca=-Udc/2，若將正小矢量onn切換為與之成對的負小矢量poo，其線電壓輸出相等，因而切換前后線電壓波形相同，線電壓諧波頻譜一致。由于三相系統一般關心線電壓輸出，因此不影響線電壓諧波消除效果。

2.2.2SHEPWM控制中點電壓平衡

通過研究，SHEPWM對稱波形在3L-ANPC逆變器穩態時具有中點電壓自平衡的特性，但實際運行中，由于光伏組件電壓變化、電網電壓變化、溫度變化、器件參數不一致等的影響，在實際運行過程中存在中點電壓波動。因此下面對SHEPWM的中點電壓平衡進行研究。

令電流從逆變器流出時方向為正，a相輸出電壓相位角為θ，負載功率因素角為φ，三相負載電流ia，ib，ic的瞬時值表達式為

(2)

由于

Icos(θ-φ+180°)=-Icos(θ-φ)。

(3)

因而可以得到

ia(θ+180°)=-ia(θ)。

(4)

同理有：

ib(θ+180°)=-ib(θ),

(5)

ic(θ+180°)=-ic(θ)。

(6)

以a相相位為參考相位，SHEPWM三相輸出在a相某相位時產生的中點電流瞬時值為[15]

iNP(θ)=-(|Sa(θ)|ia(θ)+|Sb(θ)|ib(θ)+

|Sc(θ)|ic(θ))。

(7)

式中

由于SHEPWM波形關于180°奇對稱，從而有開關狀態滿足：

|Sa(θ+180°)|=|Sa(θ)|,

(8)

|Sb(θ+180°)|=|Sb(θ)|,

(9)

|Sc(θ+180°)|=|Sc(θ)|。

(10)

而相位延遲180°后輸出矢量產生的中點電流為

iNP(θ+180°)=-[|Sa(θ+180°)|ia(θ+180°)+

|Sb(θ+180°)|ib(θ+180°)+|Sc(θ+180°)|ic(θ+180°)]=

-[-|Sa(θ°)|ia(θ)-|Sb(θ)|ib(θ)-|Sc(θ°)|ic(θ)]=

|Sa(θ)|ia(θ)+|Sb(θ)|ib(θ)+|Sc(θ°)|ic(θ)=

-iNP(θ)。

(11)

在穩態時，式(11)表明以a相為參考相位，SHEPWM三相輸出在0°～180°作用區域內的輸出矢量與180°～360°作用區域內的輸出矢量對中點電壓的影響是相反的。因此若每相負載電流是對稱的正弦波，SHEPWM能實現中點電壓自平衡。

若從180°相位開始發波，即每個周期a相從負半軸開始發波，b、c兩相依次相差120°，如圖5所示，并且根據式(4)～式(11)的推導，該發波方式在一個周期內對中點電壓的影響與圖3所示從0°相位開始發波方式是相反的。

圖5　從180°相位開始發波三相SHEPWM波形Fig.5　Three-phase SHEPWM waveforms from 180°

為了進一步分析在兩種發波方式下輸出開關序列對中點電壓的影響，討論0°～60°范圍內SHEPWM三相輸出開關序列對中點電壓的影響，根據表2，從0°相位開始發波方式下，0°～60°內輸出開關序列為onp-oop-onp-pnp-pop-pnp-pno-poo-pno，由于在每個周期內先通過切換SHEPWM三相輸出開關狀態抑制共模電壓，因此開關序列將變換為序列I：onp-oop-onp-pnp-ono-pnp-pno-poo-pno；根據圖4所示，從180°相位開始發波方式下，0°～60°內輸出開關序列為opn-oon-opn-npn-non-npn-npo-noo-npo，抑制共模電壓切換三相輸出開關狀態后的輸出開關序列為序列II：opn-oon-opn-npn-opo-npn-npo-noo-npo。對比序列I和序列II，開關狀態滿足式(8)、式(9)、式(10)，則根據式(4)～式(11)知兩開關序列對中點電壓的影響是相反的。

因此通過中點電壓的反饋，在每個周期開始時，選擇合適的SHEPWM發波方式，可以有效地控制中點電壓的平衡。

3仿真與實驗

3.1仿真研究

為了驗證控制策略的有效性，在Matlab/SIMULINK中搭建了3L-ANPC光伏并網逆變器仿真模型進行驗證，仿真系統由光伏組件模塊、算法模塊、逆變器主電路模塊、測量模塊、濾波模塊和電網等部分組成, 參數如表4所示。采用SHEPWM調制方法，取調制度m=1，參考開關角度為α1=14.225 1°、α2=63.348 9°、α3=67.886 8°、α4=83.579 2°，消除5、7、11次諧波。

表4　仿真實驗參數

圖6(a)、圖6(b)分別為從0°相位開始發波和從180°相位開始發波兩種控制方式下中點電壓波形。從兩圖可以看出從0°相位開始發波方式下，本文所給出解集下的SHEPWM三相輸出矢量使中點電勢偏高。從180°相位開始發波方式下，中點電勢偏低。若單獨采取兩種控制方式，中點電壓容易發散。圖6(c)為提出的控制策略下，即在每個周期開始時，動態選擇SHEPWM發波方式下的中點電壓波形，從圖中可以看出在該控制策略下中點電壓平衡得到了有效控制。圖6(d)為提出的控制策略下a相電壓波形，圖6(e)、圖6(f)分別為共模電壓波形及一個周期內的相電壓頻譜分析，可見在論文提出的控制策略下逆變器輸出共模電壓最大幅值能抑制在直流母線電壓的1/6之內，相比傳統SHEPWM方式，在該策略下逆變器輸出共模電壓得到了有效地抑制，同時每個周期內5、7、11次諧波被有效地消除。

圖6　仿真波形Fig.6　Simulation waveform

3.2實驗研究

為了進一步證實論文控制策略的有效性，搭建了3L-ANPC光伏并網逆變系統實驗平臺，調制度和開關角度和參數與仿真一致。光伏組件根據Trinasolar公司的Honey 組件參數，采用Chroma-62150H光伏模擬器進行模擬，ANPC逆變器采用DSP(TMS320F28335)和CPLD(EPM1270T144I5N)為核心控制器，IRF840 MOSFET為主開關器件。其中DSP用來進行采樣和控制計算，將每相的實時輸出狀態及作用時間傳輸到CPLD中，CPLD通過接收DSP運算結果產生相應的SHEPWM波，并且CPLD還用來進行I/O口擴展和死區保護。光伏逆變器輸出經過LCL濾波，通過隔離升壓變壓器接入電網。

在論文控制策略下，采用Tektronix數字示波器測量實驗結果保存數據后繪制波形如圖7所示。

圖7(a)為中點電壓波形，可見直流母線上下側電容電壓逐漸趨于平衡，即采用論文算法時中點電位能保持平衡。圖7 (b)為ANPC逆變器輸出a相電壓波形，可見在論文控制策略下波形開關狀態發生了相應變換。圖7(c)為在論文控制策略下逆變器輸出共模電壓波形，最大幅值在20 V左右，抑制在直流母線電壓的1/6附近，相比傳統SHEPWM方式，逆變器輸出共模電壓最大幅值下降了約50%。由于共模電壓為負載中性點對直流母線的中點電壓，因此中點電壓的波動會引起如圖中所示共模電壓的波動效果。圖7(d)表示采用提出的控制策略下線電壓頻譜分析，根據圖可知，5、7、11次諧波被有效地消除，最低次諧波直到13次才出現，與預期消諧波效果一致。圖7(e)為提出的控制策略下逆變器輸出的單相電網側相電壓和電流波形，輸出波形能夠滿足并網要求。

圖7　實驗波形Fig.7　Experimental waveform

實驗結果表明在不影響SHEPWM波形的對稱性和消除線電壓特定諧波的前提下，提出的控制策略可以有效地降低并網逆變器輸出的共模電壓和保持中點電壓平衡，輸出的電壓和電流波形滿足并網要求。

4結論

有效地控制中點電壓的平衡和減小輸出共模電壓可以顯著提高3L-ANPC光伏并網逆變器輸出的電能質量。本文以3L-ANPC 光伏并網逆變器為模型，研究了三相SHEPWM輸出的矢量關系，分析了SHEPWM的解對應的開關矢量對中點電壓的影響，以及各矢量產生的共模電壓幅值，從而提出了一種改進的SHEPWM控制策略，該控制策略通過在每個周期內先動態變換SHEPWM開關狀態，將一個小矢量替換為同一位置與之成對的另一個小矢量，在不影響消除線電壓特定諧波前提下，有效地降低逆變器輸出的共模電壓。且在每個周期來臨時，根據中點電壓的偏移情況動態選擇SHEPWM的發波方式，從而有效地控制中點電壓的平衡。最后通過仿真和實驗驗證了控制策略的有效性。提出的控制策略在兩個周期切換時可能增加了器件的開關損耗，需要進一步研究。本文提出的方法可以推廣到其他拓撲和更高電平數的多電平逆變器中。

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(編輯：劉琳琳)

Optimized control method for three-level photovoltaic grid-connected inverter using SHEPWM

HU Cun-gang1,2,3,HU Jun1,MA Da-jun1,WANG Qun-jing1,2,3,LUO Fang-lin1,4

(1.School of Electrical Engineering and Automation, Anhui University, Hefei 230601, China；2.Collaborative Innovation Center of Industrial Energy-saving and Power Quality Control, Anhui University, Hefei 230601, China；3.Engineering Research Center of Power Quality, Ministry of Education, Anhui University, Hefei 230601, China；4. School of Electrical and Electronic Engineering, Nanyang Technological University, Singapore 639798, Singapore)

Abstract:It is important to improve output power quality, suppress common-mode voltage (CMV) and reduce electromagnetic interference for photovoltaic grid-connected inverter. An improved selective harmonics elimination pulse width modulation (SHEPWM) for three-level active neutral point clamped (3L-ANPC)was proposed.In this strategy, the three-phase waveforms of SHEPWM was regarded as the space state vectors. The three-phase states of SHEPWM have different effects on the CMV and the neutral-point potential (NP). In the condition of keeping the NP balancing, the CMV of 3L-ANPC inverter is effectively reduced. The simulation and experimental results are provided to verify the effectiveness of the proposed control strategy.

Keywords:photovoltaic grid-connected inverter; active neutral point clamped; SHEPWM; common-mode voltage; neutral-point potential

收稿日期:2015-10-22

基金項目：國家自然科學基金(51307002)；安徽省高校自然科學研究重大項目(KJ2016SD02)

作者簡介：胡存剛(1978—)，男，博士，副教授，研究方向為多電平變換器、光伏發電和微電網；

通信作者:胡存剛

DOI:10.15938/j.emc.2016.07.010

中圖分類號:TM 464,TM 615

文獻標志碼:A

文章編號:1007-449X(2016)07-0074-08

胡軍(1990—)，男，碩士研究生，研究方向為多電平變換器；

馬大俊(1993—)，男，碩士研究生，研究方向為多電平變換器；

王群京(1960—)，男，博士，教授，博士生導師，研究方向為電機及其控制、電能質量和新能源微電網；

羅方林(1948—)，男，博士，教授，博士生導師，研究方向為電力電子技術。