功率變換器去耦電容參數(shù)選擇與過電壓預(yù)測

肖芳,　戈寶軍,　陶大軍

(哈爾濱理工大學(xué) 電氣與電子工程學(xué)院，黑龍江 哈爾濱 150080)

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功率變換器去耦電容參數(shù)選擇與過電壓預(yù)測

肖芳,戈寶軍,陶大軍

(哈爾濱理工大學(xué) 電氣與電子工程學(xué)院，黑龍江 哈爾濱 150080)

摘要:功率變換器在高速開通與關(guān)斷的過程中產(chǎn)生的電磁干擾影響系統(tǒng)的正常運(yùn)行，提出一種基于絕緣柵雙極晶體管(insulated-gate bipolar transistor,IGBT)開關(guān)模塊的功率變換器電磁干擾(electromagnetic interference,EMI)噪聲源建模方法，可以精確的預(yù)測整個(gè)傳導(dǎo)干擾頻段內(nèi)的EMI噪聲。分析去耦電容對(duì)電路的影響，基于IGBT模塊等效電磁干擾噪聲源模型來預(yù)測功率變換器產(chǎn)生的過電壓，通過對(duì)過電壓的分析選擇去耦電容的參數(shù)，整個(gè)分析體現(xiàn)如何應(yīng)用該模型進(jìn)行參數(shù)選擇的過程。最后，仿真和實(shí)驗(yàn)表明參數(shù)選擇的正確性。

關(guān)鍵詞:絕緣柵雙極晶體管開關(guān)模塊；電磁干擾；預(yù)測；過電壓；去耦電容；參數(shù)選擇

0引言

隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，越來越多的使用帶有高速開關(guān)器件的功率變換器，這就必須關(guān)注和規(guī)范其電磁干擾(electromagnetic interference，EMI)噪聲的產(chǎn)生[1-3]。由于在設(shè)計(jì)階段沒有獲得變換器的EMI噪聲發(fā)射模型，電磁干擾的抑制通常都是在整個(gè)變換器系統(tǒng)建成以后再進(jìn)行設(shè)計(jì)，并加入到電路中進(jìn)行調(diào)試的，這勢必會(huì)延長整個(gè)設(shè)計(jì)周期，而且也不能獲得系統(tǒng)的最優(yōu)設(shè)計(jì)。通過建立精確的變換器EMI干擾源模型，理解和掌握復(fù)雜EMI現(xiàn)象本質(zhì)，這也是獲得有效的濾波解決方案和有效的管理功率變換系統(tǒng)中EMI/EMC事件的必要的第一步。

近幾年的研究表明，開關(guān)模塊是功率變換器系統(tǒng)中主要的干擾發(fā)射源[4]。描述干擾源特性和建立傳導(dǎo)干擾源的模型有兩種基本的方法：基于器件物理特性的建模方法[5-8]和基于開關(guān)動(dòng)作的等效模型方法[9-15]。基于物理特性的模型通過仿真軟件實(shí)現(xiàn)，需要知道器件詳細(xì)的物理特性，而且分析時(shí)間是不能很長的。基于開關(guān)動(dòng)作的等效解析模型是基于不同的操作條件獲得的，它們不適合于可變的開關(guān)條件。將EMI噪聲源建模的研究現(xiàn)狀總結(jié)如下：

1)現(xiàn)有的建模方法在一定的頻率范圍內(nèi)可以預(yù)測功率變換器傳導(dǎo)EMI噪聲預(yù)測，但不能實(shí)現(xiàn)整個(gè)傳導(dǎo)干擾頻段內(nèi)(150 kHz～30 MHz)的EMI噪聲預(yù)測，特別是當(dāng)頻率高于5 MHz的頻段。

2)有一些基于器件物理特性的建模方法比較復(fù)雜，而一些基于開關(guān)動(dòng)作的等效模型方法又必須要犧牲精度來做到模型的簡化，缺少一種通用的、適用于實(shí)際設(shè)計(jì)的模型；

3)一些重要的EMI現(xiàn)象沒有得到充分的研究，例如共模(common mode，CM)和差模(differential mode，DM)之間的相互作用，這種相互作用可以改變EMI噪聲的模式，而且傳統(tǒng)的EMI管理對(duì)其起不到抑制作用。

本文提出的基于IGBT模塊的EMI噪聲源建模方法，可以精確預(yù)測整個(gè)傳導(dǎo)干擾頻段內(nèi)的EMI噪聲。EMI研究的一個(gè)重要任務(wù)就是控制和管理EMI噪聲，以該模型為基礎(chǔ)，通過對(duì)過電壓的預(yù)測，分析直流母線去耦電容的EMI效應(yīng)對(duì)器件安全操作的影響，整個(gè)過程體現(xiàn)了如何應(yīng)用模塊化模型進(jìn)行參數(shù)選擇的過程。

1基于IGBT模塊等效EMI噪聲源建模方法的過電壓預(yù)測

在設(shè)計(jì)功率變換器的時(shí)候，器件的開關(guān)狀態(tài)通常已經(jīng)由功率變換器的功能決定了，所以，如果可以獲得所選擇的開關(guān)器件的等效EMI噪聲源預(yù)測模型，就能在設(shè)計(jì)初期知道變換器的EMI噪聲源。傳播路徑對(duì)EMI噪聲的影響將基于IGBT模塊等效EMI噪聲源模型進(jìn)行分析，這也是對(duì)系統(tǒng)中器件進(jìn)行參數(shù)選擇的一種方法。

1.1基于IGBT模塊的等效EMI噪聲源模型

所提出的EMI噪聲源建模方法以IGBT模塊為基本單元，作為EMI噪聲源，開關(guān)器件的換流過程可以用一個(gè)諾頓等效電路來表示，其中，用等效噪聲電流源表示開關(guān)暫態(tài)過程，用噪聲源阻抗表示模塊內(nèi)部半導(dǎo)體器件的寄生參數(shù)和由封裝引起的模塊外部寄生參數(shù)(包括引線電感、結(jié)電容等)，如圖1所示。本質(zhì)上這是一種基于開關(guān)動(dòng)作的建模方法，但同時(shí)也考慮了器件的物理特性。

為簡化非耦合傳播路徑的建模過程，分別建立單相半橋變換器CM和DM干擾噪聲模型。CM和DM噪聲源和傳播路徑可以分別用1個(gè)一端口有源網(wǎng)絡(luò)和1個(gè)二端口無源網(wǎng)絡(luò)描述，噪聲源模型由1個(gè)等效的噪聲電流源Is(jω)和噪聲源阻抗Zs(jω)組成，如圖2所示。

圖1　　　　1個(gè)IGBT開關(guān)模塊等效EMI噪聲源和源阻抗圖Fig.1　Norton equivalent circuit for a IGBT module

圖2　等效EMI噪聲源模型Fig.2　Model of equivalent EMI noise emission

基于諾頓等效電路理論求解EMI噪聲電流源和噪聲源阻抗，一般情況下用開路和短路的情況來求解等效源和阻抗。但是，要獲得純開路或短路情況須改變電路的開關(guān)條件，開關(guān)條件的改變會(huì)造成EMI噪聲源的變化。根據(jù)電路理論，1個(gè)電路不能求解出所有的參數(shù)，因此需要更多的電路，改變傳播路徑同時(shí)保持器件模塊在同一開關(guān)條件下，可以創(chuàng)造出含有相同噪聲源對(duì)的另一個(gè)電路。因此，通過改變?cè)肼暤膫鞑ヂ窂絹慝@得器件端子不同的傳導(dǎo)EMI電流和電壓，有足夠多的傳播路徑，就能求解出噪聲源對(duì)。

假設(shè)2個(gè)傳播路徑的阻抗矩陣分別為Z和Z′，相應(yīng)的從LISN上測得的噪聲源為Uo=]T，Io=。定義傳播路徑輸入端的EMI噪聲源電壓和電流分別為Ui=[Ui1Ui2Ui3]T，Ii=[Ii1Ii2Ii3]T，對(duì)應(yīng)Z網(wǎng)絡(luò)；，對(duì)應(yīng)Z′網(wǎng)絡(luò)。輸入輸出網(wǎng)絡(luò)需要滿足：

(1)

(2)

(3)

(4)

(5)

式中：IS1、IS2為IGBT模塊的兩個(gè)噪聲電流源；ZS1、ZS2為IGBT模塊的兩個(gè)噪聲源阻抗。

在建模過程中，所有的計(jì)算都是在頻域內(nèi)進(jìn)行的。與時(shí)域方法相比，這種建模方法的優(yōu)勢為： 1)避免了冗長的器件物理建模參數(shù)提取和長時(shí)間的仿真；2)更加精確；3)由于EMI噪聲標(biāo)準(zhǔn)所提的是頻域要求，該方法能直接獲得噪聲的頻譜。

獲得一定操作條件下的器件模塊EMI噪聲源模型，就能將其應(yīng)用于其他傳播路徑不同的電路。有了源模型和新的傳播路徑阻抗矩陣，就能預(yù)測出LISN上的EMI噪聲。

1.2模型參數(shù)提取

針對(duì)單相半橋變換系統(tǒng)，以諾頓等效源形式的噪聲源等效模型如圖3所示。由于G點(diǎn)是參考地，傳播路徑網(wǎng)絡(luò)的輸入端子和輸出端子數(shù)量分別為3和2。 因此阻抗矩陣Z為5×5，式(1)變?yōu)槭?6)

(6)

式中：Ui、Ii分別為模塊輸入端的EMI噪聲源電壓矩陣和電流矩陣；Uo、Io分別為LISN上測得的噪聲源電壓矩陣和電流矩陣。

圖3　等效EMI噪聲源模型Fig.3　Equivalent EMI noise source model

矩陣Z可以利用阻抗分析儀或網(wǎng)絡(luò)分析儀通過對(duì)傳播路徑的離線測試獲得，對(duì)于比較難直接測量的轉(zhuǎn)移阻抗，則利用驅(qū)動(dòng)點(diǎn)阻抗Z11、Z22、Z33、Z44和Z55以及衰減網(wǎng)絡(luò)來計(jì)算得到。阻抗網(wǎng)絡(luò)衰減測量方法如圖4所示，端點(diǎn)Po和No之間的轉(zhuǎn)移阻抗Z12定義如下：

(7)

圖4　阻抗網(wǎng)絡(luò)衰減測量示意圖Fig 4　　　　Illustration of measuring attenuation of 　　　impedance network

用網(wǎng)絡(luò)分析儀測量衰減系數(shù)AT，阻抗Z12即可通過式(8)計(jì)算出來

Z12=-R/AT+

(8)

式中：Z12為Po和No之間的轉(zhuǎn)移阻抗；Z11、Z22為Po和No處驅(qū)動(dòng)點(diǎn)阻抗；AT為衰減系數(shù)。

由于此無源阻抗網(wǎng)絡(luò)是一個(gè)互易網(wǎng)絡(luò)，僅需要測量出矩陣對(duì)角線上部或者對(duì)角線下部的阻抗，需要測量15個(gè)阻抗值。

對(duì)于不同傳播路徑的EMI噪聲源和傳播路徑阻抗矩陣，器件模塊輸出端的EMI電流源可以用式(6)和式(9)-式(11)計(jì)算。

Ii1+Ii2+Ii3=0，

(9)

(10)

(11)

式中Rlisn=50 Ω，是LISN上的等效電阻。

聯(lián)合式(9)-式(11)，可以得到

(12)

(13)

式中IS1、IS2為模塊EMI電流源。

通過式(2)-式(5)以及式(12)、式(13)能求出IS1、IS2和ZS1、ZS2。

如前面內(nèi)容中所提到的，改變傳播路徑可能會(huì)改變電路的工作條件或者引起嚴(yán)重的非線性問題，因此，需要驗(yàn)證用于參數(shù)選擇的該模型的有效性。從文獻(xiàn)[17]對(duì)開關(guān)暫態(tài)過程中開關(guān)器件的非線性特性進(jìn)行分析，可以得出，應(yīng)用基于IGBT模塊等效EMI噪聲源建模方法的條件是保持器件開關(guān)條件一致，以及仔細(xì)設(shè)計(jì)傳播路徑，防止器件端點(diǎn)電壓諧振劇烈。

1.3仿真分析與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

單相半橋電壓型變換系統(tǒng)仿真電路與測試平臺(tái)電路均采用如圖5所示電路，測試平臺(tái)所用的開關(guān)模塊是雙封裝的IGBT模塊，開關(guān)開通時(shí)驅(qū)動(dòng)S2導(dǎo)通，關(guān)斷時(shí)設(shè)置二極管D1續(xù)流，并保持S1關(guān)斷。在直流母線正極和開關(guān)模塊中點(diǎn)連接一個(gè)大的電感(參見圖5中Lo)作為負(fù)載，用一個(gè)接地板作為參考地。傳導(dǎo)電磁干擾通過LISN與接收機(jī)測量獲得，LISN是傳導(dǎo)EMI測量中必不可少的儀器，其阻抗特性已知。在仿真時(shí)，因?yàn)榧纳鷧?shù)明顯的影響著器件端電壓和EMI噪聲頻譜，所以直流母線電容、去耦電容和器件模塊都不是理想的，仿真時(shí)需要考慮其寄生參數(shù)，系統(tǒng)中的寄生參數(shù)均采用阻抗分析儀Agilent 4395A測得。

圖5　單相半橋變換系統(tǒng)仿真電路圖Fig.5　Simulation circuit of voltage source converter

在單相半橋電壓型變換系統(tǒng)中，為了器件操作安全通常會(huì)在直流鏈用去耦電容，將這個(gè)電容放置在器件模塊與電路其他部分之間，基本作用是減小電路中由寄生電感引起的突變電流繼而造成的過電壓(參見圖5中Cdec)。去耦電容與其他元件一起都包括在傳播路徑中，如直流母線電容、連接導(dǎo)線和寄生參數(shù)等。可以通過仿真來說明電壓對(duì)EMI噪聲的影響，如圖5所示，器件的工作條件為200 V母線電壓和40 A負(fù)載電流。

基于所提出的噪聲源模型，按照參數(shù)選擇的步驟，可以有效的預(yù)測LISN側(cè)的差模干擾和共模干擾噪聲，如圖6和圖7所示。從圖6、圖7可以看出，預(yù)測和實(shí)測結(jié)果在整個(gè)頻率范圍內(nèi)均較吻合，最大的偏差約為2 dBμV，可見應(yīng)用所提出的預(yù)測方法可以精確地預(yù)測頻率尖峰。

圖6　差模噪聲預(yù)測和實(shí)測結(jié)果圖Fig.6　DM noise prediction results and test results

圖7　共模噪聲預(yù)測和實(shí)測結(jié)果圖Fig.7　CM noise prediction results and test results

所提出的模型是一個(gè)包含端點(diǎn)特性的模型，可以計(jì)算得出器件端子上的電壓，如圖8所示。因?yàn)樵谄骷穗妷侯A(yù)測結(jié)果中不含直流元件，可以將此結(jié)果直接與測量結(jié)果相比較。在去耦電容為100 nF時(shí)，器件過電壓通過圖8所示的波形計(jì)算得到，大約為103 V，而圖9(a)所示的測量結(jié)果中顯示過電壓為106 V，仿真預(yù)測結(jié)果與測量結(jié)果相差大約3 V。在圖9(a)和(b)中，同樣也顯示出，沒有去耦電容時(shí)過電壓比帶有100 nF的去耦電容的過電壓高達(dá)87 V。所以，通過仿真分析和實(shí)驗(yàn)結(jié)果可知，用該模型可以預(yù)測過電壓以及EMI噪聲，誤差在允許范圍之內(nèi)。

圖8　M-N之間的電壓預(yù)測值Fig.8　Predicted terminal M-N voltage

2去耦電容對(duì)電路影響的分析

當(dāng)改變?nèi)ヱ铍娙軨dec的值時(shí)，從0 nF到20，50，100，500 nF到1 uF，電壓(中點(diǎn)M和負(fù)極N之間的電壓)從323 V減小到248 V，如圖10所示。但是當(dāng)電容值超過100 nF時(shí)，電壓將沒有太大的變化(<5 V)。

在差模干擾噪聲頻譜中，如圖11所示，沒有去耦電容的情況下，在14.63 MHz的時(shí)候出現(xiàn)了高頻噪聲尖峰，而且在低頻時(shí)不出現(xiàn)噪聲尖峰。加入去耦電容，高頻噪聲明顯的減小，而且噪聲尖峰移至頻率為23.43 MHz，但是，在低頻段出現(xiàn)了一個(gè)噪聲尖峰。對(duì)于高頻差模噪聲尖峰，因?yàn)橛芍绷髂妇€電容產(chǎn)生寄生電感的阻抗比去耦電容大，大部分差模噪聲都流向了去耦電容，所以，加入一個(gè)去耦電容減小了高頻噪聲。但是，電路中加入的去耦電容引起了去耦電容與寄生電感(母排以及直流母線電容的寄生電感)之間的諧振，當(dāng)增大電容值，低頻噪聲尖峰減小，并且向更低頻移動(dòng)。因此，加入一個(gè)抑制過電壓的去耦電容會(huì)引起低頻段更高的EMI噪聲。

圖9　　　　去耦電容為100 nF和無去耦電容時(shí)過電壓　　　測量結(jié)果Fig.9　　　　Voltage stress comparison between and 　　　 without it 100 nF decoupling capacitor

圖10　去耦電容與電壓關(guān)系圖Fig.10　Voltage stress vs.decoupling capacitance

對(duì)于共模干擾噪聲頻譜，如圖12所示，當(dāng)沒有去耦電容時(shí)，在與差模噪聲一樣的頻率范圍內(nèi)共模噪聲有一個(gè)噪聲尖峰。當(dāng)加入去耦電容時(shí)，共模噪聲同樣會(huì)受器件模塊與傳播路徑之間的諧振的影響，高頻噪聲推至更高頻。噪聲頻率與差模噪聲時(shí)一樣，這說明存在于差模噪聲路徑中的諧振引起了共模路徑中的噪聲。在如圖5所示的仿真電路圖中，在器件模塊中點(diǎn)(M)與地之間放置一個(gè)電容，端點(diǎn)M上的任一電壓變化都會(huì)引起對(duì)地的電流，最后流回LISN側(cè)。當(dāng)器件開關(guān)動(dòng)作時(shí)，諧振導(dǎo)致M點(diǎn)上的電壓變化，因此，如前面分析的，共模噪聲尖峰的頻率與差模噪聲的一樣。

圖11　去耦電容發(fā)生變化時(shí)的差模噪聲Fig.11　　　　Different DM noise comparison when changing　　　 decoupling capacitance

圖12　去耦電容發(fā)生變化時(shí)的共模噪聲Fig.12　　　　Different CM noise comparison when changing　　　 decoupling capacitance

3去耦電容與過電壓關(guān)系的模型描述

在等效噪聲源模型建模過程中，將去耦電容建模在傳播路徑矩陣中，這就不容易理解器件模塊與去耦電容之間的相互作用。在已知器件寄生參數(shù)(如引線電感等)的情況下，可以利用兩個(gè)簡單的模型分析去耦電容的影響。

當(dāng)選擇一個(gè)足夠大的去耦電容時(shí)，電容兩端的電壓Ubus保持為常值，如圖13中所示，過電壓可以用式(14)計(jì)算。去耦電容對(duì)高頻噪聲的影響同樣可以通過圖13中的簡單模型描述，高頻噪聲由器件外部電容、器件寄生電感和去耦電容寄生電感之間的諧振引起，對(duì)式(14)取拉普拉斯反變換，過電壓就可以通過式(15)計(jì)算。從式(15)可以得出，噪聲尖峰頻率和過電壓由環(huán)路寄生電感和器件外部電容決定。

[1-e-s·Toff]。

(14)

式中：Lbus為去耦電容與器件模塊之間的寄生電感的連接；Rbus為母排和去耦電容之間的寄生阻抗；Lcap為去耦電容寄生電感；Cout為為器件模塊輸出電容；Rd為器件模塊寄生阻抗；Ld為器件模塊寄生阻抗；Toff為關(guān)斷時(shí)間。

(15)

其中，

但是在實(shí)際設(shè)計(jì)時(shí)，去耦電容上的電壓會(huì)在一定范圍內(nèi)發(fā)生變化，如圖14所示的模型可以用來計(jì)算去耦電容上的電壓波動(dòng)。直流母線電容上的電壓保持為常值，所以整個(gè)器件可以看成是一個(gè)電流源。去耦電容上的電壓ΔUbus可以用式(16)計(jì)算，式(16)與式(15)相類似，整個(gè)過電壓由ΔUds和ΔUbus決定。在實(shí)際設(shè)計(jì)時(shí)，選取ω0時(shí)比ω1大10倍，這樣，由去耦電容和母排、母線電容的寄生電感之間引起的諧振，繼而導(dǎo)致的過電壓就可以忽略不計(jì)。對(duì)如圖3所示的電路圖進(jìn)行仿真，高頻噪聲尖峰在14.43 MHz，比低頻噪聲尖峰要高約10倍，大約為1.43 MHz，仿真結(jié)果如圖15所示。

(16)

其中，

圖13　過電壓與高頻諧振之間影響的模型描述Fig.13　　　　Model of voltage overshoot and high-frequency　　　 resonance

圖14　過電壓與低頻諧振之間影響的模型描述Fig.14　　　　Model of voltage overshoot and low-frequency　　　 resonance

圖15　低頻噪聲尖峰與高頻噪聲尖峰仿真結(jié)果圖Fig.15　　　　Simulation of the high-frequency noise peak and 　　　low-frequency peak

4去耦電容參數(shù)選擇分析

過電壓的抑制可以決定去耦電容的最小電容值，但是，從EMI的角度考慮時(shí)，電容越大噪聲越小。在實(shí)際設(shè)計(jì)時(shí)，采用低等效串聯(lián)電感(Equivalent series inductance，ESL)和高額定電壓薄膜電容作為去耦電容，沒有必要選取大尺寸電容來抑制EMI噪聲，因?yàn)檫@樣做無形中就增加了尺寸和成本。不過，需要采用一個(gè)輸入EMI濾波器來減弱從150 kHz開始的低頻傳導(dǎo)干擾[18]，EMI濾波器設(shè)計(jì)的目的是針對(duì)低頻噪聲。當(dāng)?shù)皖lEMI噪聲減小至符合EMI標(biāo)準(zhǔn)，EMI濾波器的電壓轉(zhuǎn)換增益將繼續(xù)在一定范圍增加，這將導(dǎo)致在去耦電容首次諧振的頻率處帶來更大的衰減。因此，可以充分利用輸入EMI濾波器，而沒有必要選擇過大的去耦電容。

舉例說明，選擇一個(gè)100 nF的去耦電容時(shí)，在頻率為1.43 MHz處的首次噪聲尖峰與在200 kHz左右時(shí)的噪聲之間幅值相差約9 dBμV(150 kHz時(shí)的噪聲低于200 kHz時(shí)的噪聲)，如圖15所示。對(duì)濾波器設(shè)計(jì)的要求就是需要在1.43 MHz時(shí)比200 kHz時(shí)多提供9 dB的衰減，如果1個(gè)一階濾波器可以用來衰減200 kHz處的噪聲，就能在1.43 MHz提供多于40 dB的衰減，這對(duì)于衰減噪聲就足夠了。所以，100 nF去耦電容就能滿足抑制過電壓的需求，而不需要一個(gè)更大的EMI濾波器。

如圖16所示為采用接收機(jī)獲得的傳導(dǎo)EMI頻譜圖，圖中，曲線1為沒有采取任何抑制措施時(shí)系統(tǒng)產(chǎn)生的傳導(dǎo)EMI，曲線2表示在系統(tǒng)中接入100 nF去耦電容時(shí)系統(tǒng)產(chǎn)生的傳導(dǎo)EMI，曲線3為系統(tǒng)中接入500 nF時(shí)系統(tǒng)產(chǎn)生的傳導(dǎo)EMI。從圖中可以看出，去耦電容為500 nF時(shí)抑制效果要優(yōu)于100 nF，但是100 nF的去耦電容也已經(jīng)能滿足要求了。

圖16　系統(tǒng)傳導(dǎo)EMI頻譜的實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.16　　　　System EMI conduction spectrums of 　　　experimental results

理論上，從濾波器設(shè)計(jì)的角度來看，當(dāng)頻率增加，衰減也可以越來越大，但是在現(xiàn)實(shí)中這是不可能的，因?yàn)闉V波器本身的寄生參數(shù)和磁芯材料的特性將會(huì)在高頻時(shí)發(fā)生改變，由于這些變化，濾波器將放大EMI噪聲而不是減小噪聲。

目前，已經(jīng)開始了一些針對(duì)減小EMI濾波器的寄生參數(shù)研究工作[19]。所以，加入一個(gè)去耦電容可以減小高頻段的噪聲，但是同樣也會(huì)引起高頻段其他的噪聲尖峰，對(duì)比于低頻噪聲尖峰，高頻噪聲的抑制更難用一個(gè)輸入EMI濾波器來實(shí)現(xiàn)。減小高頻噪聲尖峰的一種方法就是選擇一個(gè)低ESL電容和選擇低引線電感的器件，在文獻(xiàn)[19]中，提出了一種消除電容器中寄生電感的方法，對(duì)于減小高頻噪聲尖峰也取得了比較好的結(jié)果。

雖然基于上述兩個(gè)簡單電路模型的分析可以有助于理解去耦電容與器件模塊之間的相互作用，但是這種理解比較難應(yīng)用在變換器的設(shè)計(jì)中，因?yàn)橛脩粢话愕貌坏狡骷募纳鷧?shù)。然而，所提出的等效噪聲源模型可以用于預(yù)測EMI噪聲以及過電壓，這就有助于變換器設(shè)計(jì)者選擇更優(yōu)的去耦電容。更進(jìn)一步的說，對(duì)去耦電容的選擇體現(xiàn)了如何用該模型進(jìn)行參數(shù)選擇，整個(gè)流程與變換器的EMI噪聲預(yù)測相似。基于IGBT模塊的等效噪聲源模型的參數(shù)選擇過程是精確而且快速的，對(duì)于變換器設(shè)計(jì)者就能更方便的利用且優(yōu)化傳播路徑的設(shè)計(jì)，因此，就能在設(shè)計(jì)初期控制和抑制EMI噪聲源，這也能為EMI濾波器的設(shè)計(jì)提供更低的噪聲要求。

5結(jié)語

本文為了闡述基于IGBT模塊的等效噪聲源模型的參數(shù)選擇過程，選取單相半橋變換器中的直流母線去耦電容為例，描述了去耦電容對(duì)EMI噪聲和過電壓的影響。采用一個(gè)簡單的電路模型進(jìn)一步分析去耦電容的作用，通過分析可以得出，對(duì)過電壓的抑制可以決定去耦電容的最小電容值，但是，從EMI的角度考慮時(shí)，電容越大噪聲越小。在實(shí)際設(shè)計(jì)時(shí)，采用低ESL和高額定電壓薄膜電容作為去耦電容，并且可以充分利用輸入EMI濾波器，而沒有必要選取大尺寸電容來抑制EMI噪聲，因?yàn)檫@樣做無形中就增加了尺寸和成本。

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(編輯：張楠)

Decoupling capacitance selecting and over-voltage predicting for power converter system

XIAO Fang,GE Bao-jun,TAO Da-jun

(School of Electrical and Electronic Engineering,Harbin University of Science and Technology,Harbin 150080，China)

Abstract:Severe electromagnetic interference (EMI) is generated due to the high on and off accompanying the high speed switching.A new frequency-domain modular modeling approach was proposed for predicting conducted electromagnetic interference based on insulated-gate bipolar transistor (IGBT) switching module in power converter system.The modular modeling approach can predict the electromagnetic interference noise accurately in a power converter for the entire conducted electromagnetic interference frequency range.Based on the model,the effect of decoupling capacitance was analyzed.The over-voltage was predicted by using the modular equivalent source model.The whole analysis was demonstrated how to select device.The validity of the device selection was verified by simulation and experimental results at last.

Keywords:insulated-gate bipolar transistor switching module; conducted electromagnetic interference; prediction; over voltage；decoupling capacitor; parametric study

收稿日期:2014-07-11

基金項(xiàng)目：中國博士后科學(xué)基金(2015M571427)

作者簡介：肖芳(1982—)，女，博士，研究方向?yàn)殡姍C(jī)系統(tǒng)的電磁兼容；戈寶軍(1960—)，男，博士，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)榇笮蜋C(jī)電能量轉(zhuǎn)換裝置的基礎(chǔ)理論與應(yīng)用研究；陶大軍(1982—)，男，副教授，研究方向?yàn)榇笮蜋C(jī)電能量轉(zhuǎn)換裝置的動(dòng)態(tài)過渡過程研究。

通訊作者:肖芳

DOI:10.15938/j.emc.2016.05.003

中圖分類號(hào):TM 921

文獻(xiàn)標(biāo)志碼:A

文章編號(hào):1007-449X(2016)05-0014-09