一種單相四象限五電平變換器

高志剛，柯龍(北京理工大學自動化學院，北京100081)

GAO Zhi-gang，KE Long(School of Automation，Beijing Institute of Technology，Beijing 100081，China)

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一種單相四象限五電平變換器

高志剛，柯龍
(北京理工大學自動化學院，北京100081)

摘要:為了驅動高壓大容量電機并將電機制動過程中的能量回饋入電網，提高電能的利用效率，提出了一種單相四象限五電平變換器。針對提出的拓撲結構，分析了變換器的工作模式，并建立了開關模型，并得出了開關脈沖與系統輸出電壓之間的關系。討論了變換器不同開關狀態下系統的等效電路，提出了一種判斷開關狀態是否合法的策略。分析了變換器中的電容電壓均衡控制問題，提出了一種優化調制策略，給出了開關狀態的計算流程圖，實現了變換器的多電平輸出。建立了實驗樣機平臺，實驗結果表明，提出的變換器可實現五電平輸出，系統的控制策略和調制算法有效可行。

關鍵詞:H橋;五電平;四象限;脈沖寬度調制;多電平

柯龍(1991—)，男，碩士研究生，研究方向為電力電子技術。

0　引言

隨著人類社會的不斷發展，人們對電能的需求量越來越大。在傳動、提升等場合，需要進行大功率能量變換。因此多電平變換器的拓撲、控制算法等研究已經成為了一個熱點［1－3］。同時，在電機制動過程中，如果可以將回饋的能量送入電網，則可以進一步提高電能利用率，省去卸荷負載等裝置，節約系統成本［4－6］。

多電平變換器采用多個電平疊加，可以產生多級電壓，從而提高系統總的輸出電壓等級，提高變換器的功率等級。相對于傳統的兩電平變換器，多電平變換器具有諧波含量小、正弦度高、dv/dt小等優點，對于提高系統電流諧波特性、提高系統容量、減少濾波器體積等有益［7－12］。

目前對四象限多電平變換器的研究主要集中在如下幾個方面:1)基于二極管鉗位型多電平變換器，采用“背靠背”的連接結構，由于當二極管箝位型多電平變換器的電平個數超過3時，箝位電容電壓不可控，因此主要結構以三電平居多，且主要用于3kV系統中，如文獻［13］所述;2)基于級聯H橋型變換器，將其中各H橋中的二極管整流器用PWM整流器代替，實現能量雙向流動，如文獻［14］所述，目前國內外很多高壓變頻器廠家也都采用該方案并有相應產品，其缺點在于需要使用多繞組變壓器，系統體積和成本較高;3)基于MMC變換器，并采用“背靠背”連接結構，其主要問題在于低頻工作時電容電壓波動較大，如文獻［15］所述;4)基于其他類型的多電平變換器，如飛跨電容箝位［16］、有源中點箝位型［17］變換器，并進行“背靠背”連接。

提出了一種單相四象限五電平變換器拓撲結構，其特點在于，系統采用單相供電，適合于機車牽引、軌道交通等單相供電場合;系統中采用多個H橋模塊構成，模塊化程度較高，方便維護;系統可以實現五電平輸出，因此可以用于6 kV及以上的電壓場合中。基于該結構，還可以擴展應用在電動汽車、提升機等電機頻繁啟動制動的場合，在實現對高壓大功率系統中電機高性能控制的同時，達到減少能量浪費，提高能量利用率的目的。

1　拓撲結構分析

提出的變換器連接圖如圖1所示，其中A、B、C三相分別由模塊A、模塊B和模塊C構成。電源側為單相交流電。

以圖1中A相變換器為例，利用16個IGBT構成4個H橋，各IGBT的驅動信號分別用K1～K16表示，兩個電容電壓分別用Udc1和Udc2表示，正常運行時，二者應基本保持相同。在電源側，模塊A的輸出經濾波電感后與電網相連。

在運行過程中，假設兩個電容電壓均等于Udc，則模塊A的網側、負載側的輸出電壓均有5種，分別為－2Udc、－Udc、w、Udc和2Udc，因此逆變器具有多電平輸出能力。

為了分析不同開關狀態下模塊A的工作過程，現僅考慮K1～K4和K9～K12，其余IGBT全部斷開。以第k個IGBT為例，其中k為自然數且1≤k≤16，若IGBT導通，則Kk=1，否則Kk=0。且運行過程中，每個橋臂的兩個IGBT工作在互補狀態。

圖1　四象限五電平變換器拓撲Fig.1 Topology of four-quadrant five-level converter

于是可得電源側A與N1之間的電壓為

根據圖1中的連接關系還可以得知，K3、K9的開關狀態會改變Udc1和Udc2的連接關系。具體來說，共可以產生甲、乙、丙和丁四種連接關系，其等效電路如圖2所示。

圖2　Udc1和Udc2的連接關系圖Fig.2 Connection between Udc1and Udc2

圖2中所示的4種連接關系中，甲種關系為Udc1負極和Udc2負極相連;乙種關系為Udc1負極和Udc2正極相連;丙種關系為Udc1正極和Udc2負極相連;丁種關系為Udc1正極和Udc2正極相連。

表1　電源側的五種輸出電平及工況Table 1 Five levels on power side in differentworking states

表1給出了不同工況下UA－N1的取值以及由此產生的兩直流電容的連接關系。可以看出，對于同一種輸出電壓，存在多種冗余開關狀態可以選擇，這為變換器的電容電壓均衡控制提供了可能。

負載側U與N2之間的電壓UU－N2如式2所示。表2給出了不同工況下UU－N2的取值以及由此產生的兩直流電容的連接關系。

表2　負載側的五種輸出電平及工況Table 2 Five levels on the load side in different working states

當計及K5～K8和K13～K16的開關狀態后，基于表1的分析結論，可知同樣會產生一種Udc1和Udc2的連接關系，為實現變換器的正常運行，此時產生的連接關系不能與表1中描述的Udc1和Udc2的連接關系產生矛盾，否則將會導致電容短路，系統出現故障。表3給出了不同連接關系時Udc1的正極、Udc1的負極、Udc2的正極和Udc2的負極的電壓值(以Udc2的負極為參考點)。

表3　不同連接關系時電容的各電極電壓Table 3 Voltage of each electrode for all types of connection

由圖表3可以看出，在圖3所示的拓撲結構中，K1～K4和K9～K12的開關狀態所形成的Udc1和Udc2的連接關系用Con1表示(Con1∈{甲，乙，丙，丁})，由K5～K8和K13～K16的開關狀態所形成的Udc1和Udc2的連接關系用Con2表示。顯然有(Con1∈{甲，乙，丙，丁})，若Con1≠Con2，將導致某些電極電壓突變，造成系統短路故障。例如Con1=甲，若此時Con2=乙，導致Udc1負極電壓從0變為Udc，等效于將兩個不同電勢的點進行了短接，系統將出現短路故障。

因此，為了實現系統的正常運行，可令兩種連接關系相同，即

基于這一原則，通過表1和表2可以得出可用的工作模式。例如當電源側輸出電壓為－2Udc時，Udc1和Udc2的連接種類為“丙”，結合表2可知，此時負載側的輸出電壓可以為－2Udc，－Udc，0三種，因為這三種輸出電壓對應的開關狀態中，均可以找到“丙”連接關系。

由此可得圖2所示的變換器的可用工況及相應的電源側和負載側電壓。如表4所示。“”表示可以輸出，“×”表示不能輸出。

表4　變換器的可用工況和輸出電壓Tab le 4 Available working states and output voltage

2　調制策略研究

以UA－N1和UU－N2為變量，繪制相應的相平面圖如圖3所示。其中空心圓表示可行的工況和輸出電壓組合，黑心圓則表示不可行的工況和輸出電壓組合。以一個坐標為(x，y)的相量表示當前變換器的期望輸出電壓，根據其坐標位置，可以分為3個區域。

區域R，由區域R1～R10組成，如圖3所示。

當參考電壓的相量(x，y)位于區域R時，由表4可知，總可以找到一組開關狀態，使電源側及負載側的輸出電壓與參考電壓滿足伏秒平衡。按照從左向右，從上向下的順序，將區域R分成10個邊長均為Udc的正方形，并依次編號為R1～R10。

圖3　電源側電壓和負載側電壓的相平面Fig.3 Phasor diagram for voltages on power/load side

以(x，y)在R1區域時為例，開關周期用Ts表示，設電源側輸出電壓為－2Udc、－Udc、0、Udc、2Udc的時間分別為T－2、T－1、T0、T1、T2，負載側輸出電壓為－2Udc、－Udc、0、Udc、2Udc的時間分別為T－2'、T－1'、T0'、T1'、T2'，由定義可知，Ti∈［0，Ts］，Ti'∈［0，Ts］，其中i=－2，－1，0，1，2。于是有

結合式(3)和此時期望輸出的電壓可知，整個開關周期可保持Udc1和Udc2的關系為“乙”型。再結合式(7)和式(8)，即可得具體的開關狀態和作用時間。

同理可得當(x，y)在R1～R10區域時的各開關狀態及作用時間如表5、表6、表7、表8所示。

表5　區域R1～R4的開關狀態及時間Table 5 Area R1～R4sw itching states and time

表6　區域R5～R8的開關狀態及時間Table 6 Area R5～R8sw itching states and time

表7　區域R9～R10的開關狀態及時間Table 7 Area R9～R10sw itching states and time

由表5～表7中所列的開關狀態可知，對于圖4所示的R區域中的任意一種參考電壓，均可以通過控制相應IGBT的開關狀態進行輸出。

按照從上到下的順序，將圖4中的S區域命名為S1～S4，以區域S1為例，若參考電壓(x，y)位于S1區域，得

于是可得

根據式(6)可知，此時T－2'、T－1'、T0'、T1'、T2'的值如式(8)所示。由表2可知，T2'對應“乙”型連接關系，由表1可知，T－1不存在“乙”型連接關系，因此若要同時滿足式(8)和式(11)，需

于是可得，

對比式(12)和圖4可知，在區域S1內式(12)恒成立。由此可得在一個開關周期Ts內電源側和負載側的工況如圖4所示。

圖4　變換器工況(區域S1)Fig.4 Converter working states(area S1)

同理可知，在S2、S3和S4中，均可以計算各電壓狀態的作用時間如表8所示，此時在電源側和負載側均輸出指定的參考電壓。

表8　區域S1～S4的開關狀態及時間Table 8 Area S1～S4sw itching states and time

當參考電壓的相量(x，y)位于圖3中其他區域時，不存在可行的開關模式。

3　電容電壓均衡控制算法

為保持Udc1和Udc2的電容電壓近似相同，需要制定電容電壓均衡控制算法，可以通過電源側和負載側的開關動作去實現。

根據表1所示的輸出電壓和工況，結合模塊的輸入電流方向，得電容電壓的變化規律如表9所示，其中“↑”表示電壓升高，“↓”表示電壓降低，P表示電流極性為正，N表示電流極性為負。

由表9可以看出，可以采用如下電容控制策略進行電容電壓均衡控制:

1)當電源側輸出電壓為－Udc時，若電流為輸入，則可以選擇使用電壓較高的電容，從而降低其電壓;若電流為輸出，可以選擇使用電壓較低的電容，從而提高其電壓;

2)當電源側輸出電壓為Udc時，若電流為輸入，則可以選擇使用電壓較低的電容，從而提高其電壓;若電流為輸出，可以選擇使用電壓較高的電容，從而降低其電壓;

3)當電源側輸出電壓為0時，根據電流方向的不同，選擇特定的開關狀態，可以降低其中一個電容的電壓并提高另外一個電容的電壓，達到均衡控制電容電壓的目的。

表9　開關狀態對電容電壓的影響(電源側)Table 9 Sw itching states and affection on capacitor voltages(power side)

需要指出的是，電容電壓Udc1和Udc2之和由三相PWM整流器控制算法進行控制，由此得出三相參考電壓，不再贅述。

4　開關狀態的計算

當目標電壓(x，y)位于區域Z2/S1時，可得各電壓的作用時間及直流電容的連接關系，在一個采樣周期Ts內，其相互關系如圖5所示。可以看出，整個采樣周期分為了3部分:第一部分的連接關系為甲或丁，考慮到表9所示的電源側開關狀態對電容電壓的影響，可確定使用何種連接關系;第二部分的連接關系為甲、乙或丁;第三部分連接關系為乙。從降低開關動作次數的角度考慮，第二部分可以選擇模式乙，同時該選擇也不會影響電容電壓。

圖5　各電壓作用時間(區域Z2/S1)Fig.5 Time for voltages(area Z2/S1

由此可知在區域Z2/S1時的開關狀態計算流程圖如圖6所示。

當目標電壓位于其他區域時，開關狀態的計算原理與圖6類似，受篇幅所限不再展開論述。

圖6　開關狀態計算流程(區域Z2/S1)Fig.6 Diagram for switching state calculation(area Z2/S1)

5　實驗結果分析

在實驗室搭建了實驗電路用于驗證提出的拓撲、控制策略及調制算法的正確性，控制芯片選擇TMS320F28335，主要用于實現AD采樣，電容電壓比較判斷，電流環運算，時間計算等，數據量輸出等;采用EPM1270型CPLD進行脈沖生成和開關狀態切換;DSP通過讀寫數據總線將開關模式送入CPLD。實驗主電路采用IRF640型MOSFET作為功率開關(雙管并聯使用)，額定電壓為200V，額定電流為18A。實驗裝置照片如圖7所示。其余實驗系統參數如表11所示。

表11　實驗系統參數Table 11 Experimental device parameters

當變換器的負載側三相輸出電壓uU、uV、uW幅值為150 V，由于輸出電壓與負載側反電動勢的相位相同，因此U相電流可由式15計算，即

由式15可知，此時功率是由電源側流向負載側，該種情況稱為“負載模式”。同理，當負載側三相輸出電壓幅值為140V時，功率由負荷側流向電源側，該種情況稱為“饋能模式”。兩種實驗情況可以驗證變換器的四象限運行能力。

圖7　實驗裝置圖Fig.7 Experimental system photo

圖8～圖11所示為“負載模式”時的實驗波形。圖8中，Udc1和Udc2為A相模塊中兩電容電壓，可以看出，兩電容電壓都維持在100V，與期望電壓相同，表明文中提出的電容電壓控制算法有效。

圖8　電容電壓Udc1和Udc2Fig.8 Capacitor voltage waveforms

圖9所示為負載側輸出的三相電壓uU、uV、uW波形，三相電壓均為五電平PWM波形，相位互差120°，各電平臺階為100V，也驗證了B、C相模塊中各電容電壓維持于100V。

圖9　三相負載電壓Fig.9 Three-phase load voltage

圖10所示為負載側輸出的三相電流波形iU、iV、iW波形，均為正弦波形，周期為20ms，相位互差120°，幅值約為2A，與理論計算吻合。

圖10　三相負載電流Fig.10 Three-phase load current

圖11所示為電源側電壓uA與電流iA波形，二者周期均為20ms，電壓波形正弦，電流波形為近似正弦波形，存在諧波，改善電流波形的措施包括:

圖11　電源側電壓和電流波形Fig.11 Voltage and current on power side

1)增加輸入側濾波電感的感值，在電壓條件不變的情況下，可以抑制每個開關周期的電感電流變化率，提高電流波形質量;

2)增加系統開關頻率，可降低電感電流紋波，提高系統跟蹤正弦電流的能力;

3)選擇更高精度的電壓電流傳感器，改善采樣精確度;

4)受硬件平臺中MOSFET電流參數的限制，系統的工作電流較小，當增加系統電流等級后，采樣誤差等因素的影響也會有所降低，從而使電流波形質量有所提高。

圖11中電壓、電流波形近似相同，表明輸入側功率因數近似為1，能量由電源側流向負載側。

圖12所示為能量回饋瞬間電源側電壓uA與電流iA波形，在波形時間軸中點右側約6 ms處，變換器的輸出電壓幅值發生改變，導致能量由負載側流向電源側，可以看出，電壓、電流周期均為20 ms，能量流動方向發生改變后，電流相位與電壓相位差180°，能量由電源側流向負載側。

圖12　能量回饋瞬間電源側電壓電流Fig.12 Voltage and current on power sidewhen regenerating

圖13　能量回饋瞬間電容電壓Udc1和Udc2Fig.13 Capacitor voltage waveform swhen regenerating

圖13所示為能量回饋瞬間U相電流iU和模塊A中的電容電壓波形。在時間軸中點右側約24 ms處負載電流波形相位發生跳變，能量流動方向發生改變，兩電容電壓仍維持在100V。

由實驗結果可以看出，單相四象限五電平變換器可以實現輸出五種電平，運行過程中電容電壓維持在期望值，輸入側電流波形近似正弦，功率因數近似為1，且可以實現能量的雙向流動。調制策略和電容電壓均衡算法正確可行，可實現變換器的正常穩定運行。

同已有的五電平變換器相比，圖1拓撲的特點如表12所示。

表12　不同類型五電平變換器的對比Table 12 Comparisons among different types of five-level converters

5　結論

提出的一種單相四象限五電平變換器拓撲結構，并對其調制策略、電容電壓控制算法等進行了研究，主要完成了如下工作:

1)分析了變換器的開關狀態，得出了可行的開關狀態組合;

2)分析了不同區域中參考電壓的合成方案，提出了變換器的調制策略;

3)分析了開關策略對電容電壓的影響，建立了實現開關方案的流程圖，并進行了實驗驗證。

實驗結果表明，提出的變換器方案正確可行，提出的調制策略和控制算法有效，可以實現能量雙向流動，可用于機車牽引、微電網等單相供電的場合，通過擴展后還可以用于三相系統、多相系統和更多電平個數的場合，應用前景較好。

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(編輯:賈志超)

Single-phase four-quadrant five-level converter

GAO Zhi-gang，KE Long
(School of Automation，Beijing Institute of Technology，Beijing 100081，China)

Abstract:In order to drive the high-voltage large capacity motor and deliver the power generated by the motor when breaking to the power grid，a single-phase four-quadrant five-level converter was proposed.The working schemewas discussed and the equivalent circuitswere drawn.Themodel of the switcheswas built，and the relationship between the switch state and voltage was revealed.The relationship between the capacitor voltage and themodulation method was analyzed and the corresponding algorithm was found，which can output the desired voltage and maintain the capacitor voltage.An experimental system was built and the experimental results show that the proposed inverter works properly.Also，the proposed algorithm and control strategy are proved to be practical and available.

Keywords:H-bridge;five-level;four-quadrant;pulse width modulation;multi-level

通訊作者:高志剛

作者簡介:高志剛(1983—)，男，博士，講師，研究方向為電力電子與電力傳動、電力系統與新能源發電技術;

基金項目:國家自然科學基金青年基金項目(51207010)

收稿日期:2015－01－27

中圖分類號:TM 464

文獻標志碼:A

文章編號:1007－449X(2016)02－0043－09

DOI:10.15938/j.emc.2016.02.007