MOSFET輸出電容對CLLLC諧振變換器特性影響分析

陳啟超 紀(jì)延超 王建賾 潘延林 馬 沖

(1.哈爾濱工業(yè)大學(xué)電氣工程及自動化學(xué)院 哈爾濱 150001 2.遼寧省撫順供電公司 撫順 113000)

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MOSFET輸出電容對CLLLC諧振變換器特性影響分析

陳啟超1紀(jì)延超1王建賾1潘延林1馬 沖2

(1.哈爾濱工業(yè)大學(xué)電氣工程及自動化學(xué)院 哈爾濱 150001 2.遼寧省撫順供電公司 撫順 113000)

在詳細分析MOSFET輸出電容對CLLLC諧振變換器運行原理和工作特性影響的基礎(chǔ)上，針對MOSFET輸出電容在續(xù)流階段會產(chǎn)生振蕩的問題，提出一種優(yōu)化的參數(shù)設(shè)計方法，可在保持自然軟開關(guān)特性的同時減輕振蕩；針對由輸出電容引起的變換器輕空載工作時輸出電壓漂高的問題，采取電壓滯環(huán)間歇模式控制，可有效將輸出電壓調(diào)節(jié)至額定值，同時降低變換器輕空載工作時的損耗；最后，搭建了一臺1 kW、400 V/48 V的實驗樣機，實驗結(jié)果證明了所提優(yōu)化設(shè)計和控制策略的正確性和可行性。

雙向變換器 LLC諧振變換器 軟開關(guān) MOSFET輸出電容 間歇模式

0 引言

LLC諧振變換器具有自然軟開關(guān)特性，可在較寬的輸入電壓和全負載范圍內(nèi)，實現(xiàn)變壓器一次側(cè)逆變開關(guān)管的零電壓導(dǎo)通(Zero Voltage Switching，ZVS)和二次側(cè)整流二極管的零電流關(guān)斷(Zero Current Switching，ZCS)，不需要任何輔助網(wǎng)絡(luò)，且控制簡單，在電動汽車、可再生能源、直流配電系統(tǒng)、不間斷電源系統(tǒng)及電力電子變壓器等領(lǐng)域得到了廣泛應(yīng)用[1-5]。

LLC諧振變換器結(jié)構(gòu)簡單、緊湊，有效利用了元器件寄生參數(shù)，如高頻變壓器的漏感、勵磁電感和MOSFET的輸出電容等[6，7]。其中，輸出電容在死區(qū)時間內(nèi)充放電完全是LLC諧振變換器實現(xiàn)軟開關(guān)的必要條件，并常作為勵磁電感設(shè)計的重要依據(jù)[8，9]。已有的關(guān)于LLC諧振變換器的分析與設(shè)計，大都只考慮了一次側(cè)開關(guān)管的輸出電容，忽略了二次側(cè)。實際上二次側(cè)無論是采用二極管整流還是同步整流，都存在寄生電容，即二極管的結(jié)電容或同步整流管MOSFET的輸出電容。而對于雙向CLLLC諧振變換器來說，二次側(cè)開關(guān)管輸出電容的充放電，是其反向運行時實現(xiàn)軟開關(guān)的重要條件。因此在分析變換器的工作特性和參數(shù)設(shè)計時，二次側(cè)的寄生電容不可忽略。

目前已有文獻對LLC諧振變換器二次側(cè)寄生電容的影響進行了研究，但都具有不準(zhǔn)確性和局限性。文獻[10]將寄生電容添加到基波等效電路中，對LLC的增益特性進行了分析，但寄生電容只是在開關(guān)周期內(nèi)的很小一段時間內(nèi)參與電路的運行，采用基波分析法分析其影響不準(zhǔn)確。文獻[11]分析了二次側(cè)二極管寄生電容引起的整流側(cè)電壓振蕩問題，但僅限于中心抽頭式的整流結(jié)構(gòu)。文獻[12]通過給一次側(cè)開關(guān)管并聯(lián)電容的方法，抑制了寄生電容引起的空載輸出電壓漂高，但并未根本解決，也不適用于雙向CLLLC諧振變換器。

本文針對MOSFET輸出電容對雙向CLLLC諧振變換器的影響進行了研究。首先，描述了CLLLC諧振變換器的工作原理，然后采用時域分析法對其工作波形和增益特性進行了分析。在此基礎(chǔ)上，對變換器的參數(shù)進行了優(yōu)化設(shè)計，并采取了一種電壓滯環(huán)間歇模式控制，有效消除了MOSFET輸出電容帶來的不利影響。最后，通過實驗樣機驗證了所提優(yōu)化設(shè)計方法和控制方案的可行性和有效性。

1 雙向CLLLC諧振變換器工作原理分析

CLLLC諧振變換器是LLC諧振變換器在雙向DC-DC變換器中的應(yīng)用，其無論是正向運行還是反向運行都可實現(xiàn)軟開關(guān)。雙向全橋CLLLC諧振變換器的拓撲結(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1 雙向CLLLC諧振變換器結(jié)構(gòu)圖Fig.1 Bidirectional CLLLC resonant converter topology

圖1中功率器件S1～S4與S5～S8分別構(gòu)成了兩個全橋變換器。正向工作時，S1、S4與S2、S3加占空比為50%的互補的觸發(fā)脈沖，實現(xiàn)逆變功能，S5～S8不加觸發(fā)脈沖，采用開關(guān)管反并聯(lián)的二極管進行整流。反向工作時，相對應(yīng)的S5～S8加觸發(fā)脈沖實現(xiàn)逆變，S1～S4不加觸發(fā)脈沖實現(xiàn)二極管整流，此時可將勵磁電感等效到變壓器二次側(cè)，則結(jié)構(gòu)與正向工作時完全相同。Lm為高頻變壓器TR的勵磁電感，L1和L2為諧振電感，分別包含了變壓器一次側(cè)和二次側(cè)的漏感，C1和C2為諧振電容，同時具有隔直作用。VDS1～VDS8和CS1～CS8分別為S1～S8并聯(lián)的二極管和輸出電容。

圖2為CLLLC諧振變換器穩(wěn)態(tài)運行時的仿真波形圖，其一個開關(guān)周期可分為6個工作階段，由于前半周期和后半周期的工作原理相同，所以本文只對前半周期的3個工作階段進行分析。圖3為此變換器的運行模態(tài)等效電路圖，3個運行模態(tài)的等效電路對應(yīng)了半個周期的3個工作階段。

圖2 雙向CLLLC變換器主要工作波形圖Fig.2 Operation principle waveforms of bidirectional CLLLC converter

圖3 雙向CLLLC變換器運行時的模態(tài)等效電路圖Fig.3 Equivalent circuits for three operation modes of bidirectional CLLLC converter

CLLLC變換器的具體工作過程描述如下：

1)運行模態(tài)a[t0，t1]：t0時刻S1和S4導(dǎo)通，一次側(cè)電流ip正通過VDS1、VDS4續(xù)流，CS1和CS4已放電至電壓為零，S1和S4為零電壓導(dǎo)通。此時，加在A、B兩點的電壓為Vin，ip和im開始增加，ip增加較快，二次側(cè)二極管VDS5、VDS8導(dǎo)通，將C、D兩點電壓鉗位在Vo。ip由負過零后，流經(jīng)S1和S4。模態(tài)a為向負載傳遞能量時段，持續(xù)時間為Ta。

2)運行模態(tài)b[t1，t2]：t1時刻電流ip與勵磁電流im相等，此時二次側(cè)電流is下降為零。二極管VDS5、VDS8因電流為零而自然關(guān)斷，不存在反向恢復(fù)過程，實現(xiàn)了ZCS軟開關(guān)。此時輸出電壓不再對C、D兩點鉗位，CS5～CS8參與諧振。模態(tài)b為續(xù)流時段。

3)運行模態(tài)c[t2，t3]：t2時刻S1和S4關(guān)斷。一

次側(cè)電流ip將電容CS1、CS4充電至電壓為Vin，同時將電容CS2、CS3放電至電壓為0；二次側(cè)電流is將電容CS5、CS8充電至電壓為Vo，同時將電容CS6、CS7放電至電壓為0。在保證電容充放電完全的情況下，可通過參數(shù)設(shè)計最大限度減小此時電流ip，以降低S1和S4關(guān)斷損耗。與諧振電容C1相比，輸出電容的容值非常小，因此模態(tài)c是在死區(qū)時間內(nèi)瞬間完成的。充放電完畢后，A、B兩點的電壓為-Vin，C、D兩點的電壓被鉗位為-Vo。模態(tài)c為死區(qū)時段，持續(xù)時間為Td。

后續(xù)過程同前述的3個工作階段相對應(yīng)，不再詳述。為了保持變換器雙向運行特性的一致性，設(shè)計時應(yīng)保證其參數(shù)是對稱的，即將二次側(cè)的參數(shù)折算到一次側(cè)后，與一次側(cè)的參數(shù)相等。表1中給出了折算至一次側(cè)后，3個模態(tài)的等效簡化電路。其中，變壓器TR的變比為n，Lr=L1=n2L2，Cr=C1=C2/n2，CS5～CS8等效至一次側(cè)后與CS1～CS4相等，均為Coss。根據(jù)簡化電路可列寫出每個運行模態(tài)的狀態(tài)方程，并通過初始條件解出電壓和電流的表達式，如表1所示。其中，A、E兩點間的電壓為u1，C、E兩點間的電壓為u2。表達式中具體的諧振頻率及系數(shù)如附錄中表A1所示。由于MOSFET輸出電容Coss遠小于諧振電容Cr，假定Coss與Cr串聯(lián)值等于Coss。

表1 3種運行模態(tài)的簡化電路及電壓電流表達式

2 輸出電容對CLLLC諧振變換器特性影響分析

2.1 輸出電容對工作波形的影響

由表1中的簡化電路圖可知，半個工作周期內(nèi)，輸出電容只是在運行模態(tài)b和運行模態(tài)c時段參與了電路的運行。下面針對輸出電容對兩個模態(tài)波形的影響分別進行分析。為了表達的更加清晰，將圖2中圈出的部分放大，放大后如圖4所示。設(shè)定：is(t0)=-is(t3)=Is，-im(t0)=im(t3)=Im。

圖4 運行模態(tài)b和c的主要工作波形圖Fig.4 Operation principle waveforms of mode b and c

當(dāng)t1

is(t)≈-KCossωb1sin[ωb1(t-t1)]

(1)

式中

(2)

此時段內(nèi)，流過CS7的電流應(yīng)為is的一半，且CS7兩端電壓的初始值為Vo，可求得開關(guān)S7兩端電壓uS7的表達式為

(3)

模態(tài)b原本只是續(xù)流階段，由于輸出電容的存在，二次側(cè)開關(guān)管兩端電壓和一、二次電流都產(chǎn)生了振蕩。uS7在振蕩過程中最小值不能小于零，否則VDS6和VDS7會提前導(dǎo)通，從而結(jié)束續(xù)流階段開始向負載傳遞功率。電流的波動不僅增加了開關(guān)的導(dǎo)通損耗，還會影響到后續(xù)死區(qū)時段對輸出電容的充放電，給設(shè)計帶來一定難度。

當(dāng)t2

ip(t)=Cossωc1Ac1sin[ωc1(t-t2)]-

(4)

is(t)=Cossωc1Ac1sin[ωc1(t-t2)]-

(5)

(6)

(7)

由圖4和式(4)、式(5)可知，死區(qū)時間內(nèi)輸出電容并非恒流充放電。電流ip的下降會對變換器的軟開關(guān)產(chǎn)生影響，要保證ip(t3)>0，否則ip過零反向流動，會對已充電完畢的電容放電，對放電完畢的電容充電，導(dǎo)致開關(guān)管無法實現(xiàn)ZVS。與此同時，由于死區(qū)時間內(nèi)電流的變化，變換器即使工作在開關(guān)頻率等于諧振頻率時，也會出現(xiàn)模態(tài)b續(xù)流階段。

2.2 輸出電容對增益的影響

利用表1和附表1中的表達式，并根據(jù)邊界條件以及能量守恒定律可求解出變換器的增益M。但增益M并沒有解析解，對其求解也只能是將參數(shù)代入方程組，從而解得M的值，計算非常繁瑣，并需要借助于數(shù)學(xué)分析軟件。為了分析輸出電容對變換器增益的影響，本文采用仿真法來獲得增益曲線。CLLLC諧振變換器在不同負載Ro、不同歸一化頻率fn下的增益曲線如圖5所示。

圖5 不同頻率和負載條件下的增益曲線Fig.5 Gain curves under different frequency and load conditions

由圖5可知，當(dāng)CLLLC諧振變換器滿載工作時，增益特性與傳統(tǒng)LLC諧振變換器的增益特性基本相符：fn>1時，M<1；fn=1時，M=1；fn<1時，M>1。但當(dāng)輕載時，fn從0.6變化至1.2，M均大于1。當(dāng)負載非常小或空載時，M不但一直大于1，而且會隨fn的升高而不斷增大。通過對圖5中增益特性的分析表明：與負載無關(guān)的準(zhǔn)諧振點(fn=1，M=1)不再存在，且輕載和空載運行時即使提高開關(guān)頻率也不能有效調(diào)節(jié)輸出電壓。

通過上文的分析可知，輸出電容在向負載傳遞能量的Ta時段內(nèi)并未參與電路運行，不應(yīng)該影響變換器輸出電壓。但在死區(qū)時間內(nèi)，對輸出電容的充放電電流is使諧振電感L2積聚了一定的能量，使得開關(guān)導(dǎo)通時，if的初始值為Is。即使開關(guān)頻率不變，隨著負載的減小，模態(tài)a持續(xù)的時間Ta會變短。負載越小，Ta越小，模態(tài)b持續(xù)的時間越長。圖6為Ro= 4 000 Ω時的電流波形圖。

圖6 負載非常小時的主要工作波形圖Fig.6 Operation principle waveforms at very light load

t0～t3半個開關(guān)周期Ts/2內(nèi)，勵磁電流im的波形可近似為線性的，其表達式為

(8)

式中

(9)

此時的諧振電容電壓可近似為零，由is=ip-im以及is(t1)=0，可得

(10)

式中Is可由式(5)求得

(11)

假設(shè)if近似為直角三角形，其有效值如圖6中陰影部分所示，則輸出電壓Vo為

(12)

聯(lián)立式(9)～式(12)可計算出變換器的增益，其曲線如圖5中虛線所示。根據(jù)圖5的分析可知，通過暫態(tài)公式求解出的增益曲線與仿真獲得的增益曲線基本相符。此時變換器傳遞的功率要大于負載所需功率，從而使輸出電壓不斷升高，直到能量平衡。

3 雙向CLLLC諧振變換器性能的優(yōu)化

上文分析了雙向CLLLC諧振變換器功率器件輸出電容給變換器帶來的影響，可通過參數(shù)設(shè)計和控制降低輸出電容帶來的不利影響，從而對變換器的性能進行優(yōu)化。

3.1 諧振元件的設(shè)計

為了提高效率，諧振元件設(shè)計首先考慮的是要降低CLLLC諧振變換器的損耗。由于其具有自然的軟開關(guān)特性，所以總體損耗中導(dǎo)通損耗占主要部分。文獻[3]中分析指出，增大勵磁電感可降低勵磁電流，并減小一、二次電流的有效值，從而減少導(dǎo)通損耗。但勵磁電感也并非越大越好，還要保證足夠的勵磁電流在死區(qū)時間內(nèi)對輸出電容進行充放電，從而實現(xiàn)ZVS。

通過對圖4分析可知，uS7滯后于is90°，當(dāng)is(t2)為下降過零點時，uS7(t2)的值最大，即死區(qū)時間內(nèi)二次側(cè)輸出電容CS5～CS8的電壓變化范圍最大，對輸出電容充放電所需的勵磁電流也最大，因而勵磁電感的設(shè)計必須保證此種情況下對輸出電容的充放電完全。此時有ip(t2)=im(t2)=Im，根據(jù)附表1中的系數(shù)表達式可得Ac2=-Im/(2Cossωc1)。實際上由于線路中存在寄生電阻，續(xù)流階段模態(tài)b內(nèi)的電壓和電流振蕩都是衰減的，因此有uS7(t2)

勵磁電流Im要保證輸出電容在死區(qū)時間內(nèi)恰好充放電完全，有uS3(t3)=0，uS7(t3)=0，代入式(6)和式(7)，可得

(13)

(14)

此時的增益為1，即Vin=Vo，將式(13)和式(14)相加得

(15)

當(dāng)功率器件的輸出電容Coss和驅(qū)動信號的死區(qū)時間Td給定時，可根據(jù)式(15)求出勵磁電感電流Im。將式(15)代入式(13)可得

(16)

將式(16)代入式(4)化簡可得ip(t0)=-ip(t3)=0，因此有Aa2=Im/(2Crωa1)。此時變換器工作波形如圖7所示，將此種情況定義為CLLLC諧振變換器的準(zhǔn)諧振工作模式，變換效率最高，此時的開關(guān)頻率稍高于諧振頻率ωa1。

圖7 滿載時優(yōu)化設(shè)計下的主要工作波形圖Fig.7 Operation waveforms at full load under optimized design

(18)

將ip(t1)=Im代入式(17)，化簡后可得

(19)

由于變換器只是在Ta時段內(nèi)向負載傳遞能量，根據(jù)能量守恒有

(20)

式中Po為變換器的輸出功率。將式(18)和式(19)代入式(20)，化簡后可得

(21)

將求出的Im代入式(20)可解出Ta值。此時的開關(guān)頻率應(yīng)為fs=1/(2Ta+2Td)。

在準(zhǔn)諧振工作模式下，諧振電容電壓在死區(qū)時間內(nèi)可近似為不變，有uC1(t2)=uC1(t3)=-uC1(t0)，uC2(t2)=uC2(t3)=-uC2(t0)，所以此時Aa1=Ac1，聯(lián)立式(16)和式(19)可得

(22)

實際中，元器件的參數(shù)值都存在誤差，無法精確獲得設(shè)計得到的參數(shù)值，因此需要對計算出的參數(shù)進行微調(diào)。由式(2)可知，增大Cr，降低其兩端電壓可有效減小模態(tài)b內(nèi)的波動，所以調(diào)整時應(yīng)適當(dāng)增加Cr。

3.2 滯環(huán)間歇模式控制

對于圖1所示的CLLLC諧振變換器來說，為了保證其雙向運行特性的一致性，二次側(cè)開關(guān)管的輸出電容等效到一次側(cè)后，應(yīng)當(dāng)與一次側(cè)開關(guān)管的輸出電容相等。因此，文獻[12]中通過一次側(cè)開關(guān)管并聯(lián)較大的電容來降低輸出電容對增益的影響，并不適用于雙向CLLLC諧振變換器。但即便對于傳統(tǒng)的單向LLC諧振變換器，并聯(lián)電容的方法也只是從一定程度上緩解了輕載或空載時輸出電壓無法調(diào)節(jié)的問題，并未根本解決。文獻[13]提出在LLC變換器后加個降壓電路，這種方法使電路更復(fù)雜且增加了成本。

本文對CLLLC諧振變換器采用電壓滯環(huán)間歇模式控制，來消除輸出電容對增益的影響。間歇模式控制(burst-mode control)已在傳統(tǒng)的LLC變換器中得到了成熟的應(yīng)用[14，15]，但其目的是為減少變換器輕載或空載時的損耗，從而提高效率。事實上，間歇模式控制在減小損耗的同時還具有調(diào)節(jié)輸出電壓的功能，可解決雙向LLC諧振變換器輕載和空載時輸出電壓漂高的問題。

所采用的滯環(huán)間歇模式控制示意圖如圖8所示。圖中，Vref為輸出電壓Vo的額定值，Vhys為滯環(huán)環(huán)寬的一半，輸出電壓的反饋為觸發(fā)脈沖提供一個周期性的閉鎖指令Vgburst。當(dāng)負載小于一定值后，變換器進入間歇模式，進行周期性的阻斷脈沖。間歇模式一開始變換器正常運行，Vo上升，當(dāng)超過其上限時，閉鎖觸發(fā)脈沖。此時依靠輸出端的濾波電容為負載供電，Vo逐漸下降，當(dāng)減低至其下限時，發(fā)出觸發(fā)脈沖，變換器重新正常運行。

圖8 滯環(huán)間歇模式控制示意圖Fig.8 Hysteresis burst mode control

4 實驗與分析

為了驗證本文所提優(yōu)化設(shè)計方法及控制策略的可行性，研制了一臺實現(xiàn)400 V/ 48 V變壓、功率為1 kW的雙向全橋LLC諧振型變換器樣機。樣機選用的元件有：控制芯片，TMS320F2812(TI)；高頻變壓器磁心，EE42(PC40)；高壓側(cè)開關(guān)管，IPW65R280E6；低壓側(cè)開關(guān)管，IPP070N08N3。根據(jù)器件手冊及文獻[16]可確定一次側(cè)等效的輸出電容CS1～CS4約為60 pF，二次側(cè)等效的輸出電容CS5～CS8約為1.2 nF，二次側(cè)開關(guān)管并聯(lián)2.7 nF的電容使其變換到一次側(cè)與CS1～CS4相等。

樣機的主要實驗參數(shù)如表2所示。作為對比，本文根據(jù)文獻[17]中的方法設(shè)計了另外一組參數(shù)，稱之為設(shè)計Ⅰ，將本文所提優(yōu)化設(shè)計得到參數(shù)稱為設(shè)計Ⅱ。通過兩組參數(shù)的實驗結(jié)果對兩種設(shè)計方法進行比較。

表2 兩種設(shè)計的主要實驗參數(shù)對比

圖9～圖11分別為兩種參數(shù)設(shè)計下樣機實驗波形的對比，兩種情況均工作在準(zhǔn)諧振點附近。圖9和圖10分別為變換器滿載工作時的實驗波形，圖9為一次側(cè)開關(guān)管S3兩端電壓uS3和一次電流ip的波形，圖10為二次側(cè)開關(guān)管S7兩端電壓uS7和二次電流is的波形。圖9c、圖9d與圖10a、圖10d分別為圖9a、圖9b與圖10a、圖10b中虛線圈出部分的放大示意圖。由圖9c和圖10c可知，采用設(shè)計Ⅰ的方案，輸出電容CS1～CS4在死區(qū)時間內(nèi)并不能完全充放電，在開關(guān)導(dǎo)通時產(chǎn)生了較大振蕩，且盡管is對輸出電容CS5～CS8進行了充放電，但充放電時間遠超出了死區(qū)時間，影響了整流二極管的導(dǎo)通。由圖9d和圖10d可知，采用設(shè)計Ⅱ的方案可保證在死區(qū)時間內(nèi)對輸出電容進行完全充放電，實現(xiàn)了開關(guān)管的ZVS，與前文的理論分析和仿真相符。

圖9 滿載運行時一次側(cè)的實驗波形對比Fig.9 Comparison of experimental waveforms at primary side under full load

圖10 滿載運行時二次側(cè)的實驗波形對比Fig.10 Comparison of experimental waveforms at secondary side under full load

圖11 空載運行時二次側(cè)的實驗波形對比Fig.11 Comparison of experimental waveforms at secondary side under no load

圖11為變換器工作在負載非常小時，二次側(cè)開關(guān)管S7兩端電壓uS7和二次電流is的實驗波形。根據(jù)圖11a

和圖11b的對比可知，設(shè)計Ⅱ有效減小了模態(tài)b續(xù)流時段內(nèi)，由輸出電容引起的振蕩。但設(shè)計Ⅱ產(chǎn)生了更大的Is，使得輕載和空載時變換器的增益變得更大，此時的輸出電壓Vo達到85 V。

圖12為空載運行時，采用滯環(huán)間歇模式控制下的輸出電壓Vo和二次側(cè)電流is波形。滯環(huán)控制設(shè)置的帶寬為1 V。由圖12可看出，盡管輸出電壓Vo含有一定波動，但間歇控制有效地將Vo調(diào)節(jié)為額定電壓48 V，解決了雙向CLLLC諧振變換器輕載和空載運行時輸出電壓漂高的問題。

圖12 滯環(huán)間歇模式控制下的實驗波形Fig.12 Experimental waveforms of burst mode

5 結(jié)論

本文采用時域分析法詳細分析了MOSFET輸出電容對雙向CLLLC諧振變換器工作波形和增益特性的影響。所提的優(yōu)化設(shè)計方法及采取的滯環(huán)間歇模式控制有效緩解了輸出電容帶來的不利影響，并解決了變換器輕載和空載時電壓漂高的問題。對于二次側(cè)采用二極管整流或是同步整流的單向LLC諧振變換器，在分析寄生電容對其設(shè)計的影響時，本文的研究同樣具有一定的借鑒意義。

附 錄

續(xù)表1

[1] Musavi F，Craciun M，Gautam D S，et al.Control strategies for wide output voltage range LLC resonant DC-DC converters in battery chargers[J].IEEE Transactions on Vehicular Technology，2014，63(3)：1117-1125.

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Analysis of the Influence of MOSFET Output Capacitance on the Bidirectional CLLLC Resonant Converter

ChenQichao1JiYanchao1WangJianze1PanYanlin1MaChong2

(1.School of Electrical Engineering and Automation Harbin Institute of Technology Harbin 150001 China 2.State Grid Fushun Electric Power Supply Company Fushun 113000 China)

In order to solve the problem of oscillation caused by the MOSFET output capacitance in the after flow stage of the CLLLC resonant converter，based on the analysis of the effect caused by the output capacitance on the operation principle and the working characteristics，an optimized design method is proposed to maintain soft-switching and alleviate oscillation.In addition，this paper uses hysteresis burst-mode control to solve the problem of the high output voltage at light load condition，which is caused by the output capacitance.This control scheme can regulate the output voltage to the rated value，and reduce the losses at light load condition.Finally，a prototype with 400 V/48 V DC buses and 1 kW power rating is built.The experimental results verify the performance of the proposed design method and control scheme.

Bidirectional converter，LLC resonant converter，soft switching，MOSFET output capacitance，burst mode

國家國際科技合作項目(2010DFR70600)資助。

2014-12-21 改稿日期2015-06-20

TM 46

陳啟超 男，1983年生，博士研究生，研究方向為電力電子變壓器、電能質(zhì)量分析與控制。(通信作者)

紀(jì)延超 男，1962年生，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向為電能質(zhì)量分析與控制、電力電子技術(shù)在電力系統(tǒng)中的應(yīng)用。