基于磁耦合感應的無源應答器設計

趙峰，劉筱明，段彥亮

(桂林電子科技大學 信息與通信學院，廣西 桂林541004)

隨著物聯網的普及以及磁通信技術的發展，低頻磁通信對信息網絡的影響越來越大。低頻磁通信系統具有良好的磁穿透力，可穿透水泥、塑料、沙子等非磁性材料，通信過程不存在多徑衰落。常見的低頻磁通信系統，如射頻識別(RFID)和近場通信(NFC)，它們的工作原理都是通過射頻信號識別目標，然后與其進行數據交換。RFID已成為IT行業的重要應用，有著巨大的市場潛力和價值［1］。隨著NFC標準的推出，把RFID功能延伸并集成到智能手機，使它既可以當作非接觸式智能卡又可以當成讀卡器使用［2］。美國IntelliServ公司生產的基于電磁感應的鉆桿通信網絡系統，傳輸速率達到2 Mbit/s［3］。鉆桿通信系統通過磁耦合輸送能量，接收端可以實現無源設計，避免了在復雜地理環境下鋪設電纜。但是，低頻磁通信的通信距離僅10 cm左右，無法應用于某些特殊場合，應用范圍有限。鑒于此，設計了一種基于磁耦合感應的無源應答器。

1 大功率磁耦合閱讀器

基于磁耦合感應的無源應答器需配備大功率磁耦合閱讀器［1］，如圖1所示，它的核心是功率放大器與天線的設計。功率放大器后級匹配電路把功率放大器與天線更好地耦合，提高了發送功率和發射效率，使閱讀器與應答器之間的通信距離更遠。閱讀器的接收部分主要由天線和包絡檢波電路組成。

圖1 大功率磁耦合閱讀器Fig.1 The structure of high-power reader

2 磁耦合無源應答器結構

磁耦合無源應答器結構如圖2所示，電磁能量信號通過接收天線轉換為交流信號，經過整流濾波后轉換為直流電源，電容組將能量存儲并給系統供電，穩壓模塊1和穩壓模塊2構成二級降壓，分別給功率放大器、振蕩器、單片機、OOK調制模塊供電，功率放大器后級匹配采用變壓器阻抗變換技術，將天線與功率放大器的阻抗匹配，使得發射功率最大。因設計的發射功率相對較大，所以通信距離得到顯著提升。

圖2 磁耦合無源應答器Fig.2 The structure of passive transponder

2.1 整流濾波電路

天線通過電磁感應得到交流電壓V1，經由D1、D2、D3、D4組成的單向橋式整流電路得到單向的脈動電壓，但這種單向脈動電壓存在很大的脈動成分，濾波電路的設計就是要降低輸出電壓中的脈動成分，同時又保留更多的直流成分，使其輸出能直接用作電路的平滑的直流電壓。如圖3所示，R1、C1組成濾波電路。

圖3 整流濾波電路Fig.3 Rectifier and filter circuit

2.2 儲能電容組

電容儲存的能量W與電容容量C及其充電電壓U的二次方成正比。設系統正常工作時電壓為U，電容電壓下降到Umin后系統就不能正常工作，可利用的能量為W1，即

對應的能量利用率為:

假設后級電路完成工作需要的能量為W2，則在不考慮損耗的條件下，電容容量設計必須滿足W1＞W2，即儲能的容量必須達到［4］:

由超級法拉電容構成的3階儲能電容組如圖4所示。它充電時呈串聯結構，電容組的耐壓增大;放電的時候呈現并聯結構，補償了由電容串聯引起的電容充電電量減少。3階串并電容組結構實際上將1個電容的耐壓值提升了3倍。

圖4 儲能電容組Fig.4 The energy storage capacitor group

2.3 穩壓電路

穩壓模塊1如圖5所示，其核心LM317輸出電壓為1.2～37 V。應答器設計的電源電壓為12 V，電流為2 A。為了使穩壓器有更好的輸出性能，R2應小于240Ω。改變R1可調整輸出電壓值，D1、D2用于保護LM317。輸出電壓為:

圖5 穩壓模塊1Fig.5 No.1 voltage regulator module

穩壓模塊2如圖6所示，其采用串聯型穩壓電路設計，電路輸入為3.3～15 V，輸出電流可達1 A，輸出電壓可通過更改滑動變阻器R6進行調節。Q2起比較作用，當輸出電壓增大時，使得Q2集電極電壓降低，Q1的基極電壓降低，Q3的基極電壓升高，輸出降低;當輸出電壓降低時，通過反饋過程，使得輸出升高。通過反復的往返過程，使電壓穩定在一定值。

圖6 穩壓模塊2Fig.6 No.2 voltage regulator module

LM317的輸出電壓穩定、紋波小、調節范圍寬、噪聲低。若使用LM317構成電壓可調電路，后續調整電路會影響其電流輸出。串聯型穩壓電路輸出電壓調節范圍是LM317的一半左右，但其負載能力強，輸出電壓穩定，電路原理簡單且容易實現。因此，選用串聯型穩壓電路作為二級穩壓電路。

2.4 單片機電路模塊

信號發生模塊采用16位超低功耗MSP430單片機，它具有精簡指令集結構和豐富的尋址方式。電源電壓為1.8～3.6 V。在實時時鐘模式下，電流最低為2.5μA，在RAM保持模式下，電流最低可以達到0.1μA。低功耗設計使得它在較低的電壓范圍可以正常工作，降低了系統設計的復雜度。單片機發送的信號是基于看門狗(WDT)程序修改的。因為是驗證性實驗，沒有設定通信協議，只簡單地讓單片機循環發

送“001111”序列。程序關鍵代碼為:

#include〈msp430x14x.h〉

char Test=0x3F;

chartmp=0，cnt=0;

//＊＊＊＊＊＊＊＊＊＊＊＊＊

void main(void)

{

WDT_Init();//看門狗設置

Clock_Init();//系統時鐘設置

_EINT();

IE1|=WDTIE;

PORT_Init();

tmp=Test;

while(1);

}

#pragma vector=WDT_VECTOR

_interrupt void WDT_TIMER(void)

{

P1OUT=BIT0＆tmp;

tmp=tmp?1;

if(cnt==7)

{

cnt=0;

tmp=Test;

}

else

cnt++;

}

2.5 振蕩電路

振蕩電路如圖7所示，RC串并聯組成選頻網絡，選頻回路由R1、C3和R11、C1組成，選頻頻率為:

Q1和Q2是選頻網絡的核心，每級都是共發射極構成2級放大電路，2級放大電路之間采用阻容耦合，電阻R2為級間交流負反饋，穩定電路，改善放大電路的性能。整個電路的放大倍數通過改變Rf的大小來調節。

圖7 振蕩電路Fig.7 Oscillating circuit

2.6 OOK調制電路

信號調制選擇吸收式開關芯片ADG901，它在1 GHz頻率范圍具有高隔離、低插入損耗特性，是性能很好的寬帶開關。工作電源電壓為1.65～2.75 V，工作電流為5μA。in1輸入載波信號，in2輸入單片機信號，將原始信號調制成OOK信號。

圖8 OOK調制電路Fig.8 OOK signal modulation circuit

2.7 功率放大器選型

A類功率放大器在工作時呈現優秀的線性，每個晶體管均放大信號全波，不存在交越失真，但效率低，在無信號輸入時，晶體管內仍有滿電流流入，電能全部轉換為熱能散發。B類功率放大器在工作時是推挽輸出的，每個晶體管各放大一半波形，2個晶體管一開一關，交替工作，完成一個全波放大，因此在工作時產生交越失真。當無信號輸入時，晶體管內無電流流入，不消耗電能，因此B類功率放大器的工作效率比A類功率放大器高很多。

AB類功率放大器集成A類與B類功率放大器的優勢，因本應答器采用無電源設計，AB類功率放大器降低了能量損耗，保證了工作效率，控制了系統的功耗。基于本通信系統采用OOK調制，因此選擇AB類功率放大器，以達到較高的效率和良好的線性不失真。

功率放大器采用TDA7297音頻功放芯片，采用官方標準電路設計，如圖9所示。當電源電壓為12 V、電流為2 A時，功率可達15 W，輸出阻抗為4～8 Ω。經過測試，在頻率為125 kHz時，放大波形穩定，失真度小，滿足實驗需求。

圖9 功率放大器Fig.9 Power amplifier

2.8 系統天線設計

根據麥克斯韋電磁理論，變化的電流會產生相應的磁場，環形線圈產生的磁場強度為:

其中:H為磁場強度;I為電流強度;N為匝數;r為天線半徑;x為作用距離［6］。

由式(1)可知，在近場耦合有效的前提下，假定線圈電流I不變，線圈半徑r越大，通過電磁感應產生的磁場的作用范圍越大，能量傳輸距離就越遠。但若半徑過大，則在距離x=0時，磁場強度很小;相反，若天線半徑太小，則在距離x=0時，磁場強度很高，但在x＞r時，其磁場強度以x的3次方的比例衰減，磁場的作用范圍變小［6］。

對于每種環形天線，不同工作距離對應不同的最佳天線半徑。對r求導可得，

可知，式(2)的零點既是拐點又是函數的最大值。最佳天線半徑為天線工作距離的倍［6］。

根據系統設計，采用2.5 mm純銅漆包線，手工繞制直徑1 m的圈環5圈，使用RLC表測得電感為0.15 mH，電阻為1Ω，電容值忽略不計。

2.9 功率放大器阻抗匹配設計

本設計采用變壓器作為功率放大器與天線電路之間的阻抗匹配。變壓器分為空芯變壓器和磁芯變壓器，磁芯變壓器的耦合系數近似為1，漏磁小，但損耗隨著頻率的升高而增大。相反，空芯變壓器耦合系數小，在低頻低損耗時，性能不如磁芯變壓器，但高頻的損耗比磁芯變壓器低。因此，在選擇變壓器時，需要考慮系統的工作頻率以及變壓器的磁導率和損耗。理想變壓器可視為無損耗、初級電感為無窮大、耦合系數為1的變壓器。設N1、N2分別為變壓器初級和次級繞組的匝數，RL為后級阻抗值，RL′為前級阻抗值［5］，則理想變壓器的變換功能為:

3 實驗結果

根據電磁耦合原理，系統選用載波頻率為125 kHz，通信速率為2 kbit/s。天線驅動采用LC串聯諧振電路，LC串聯阻抗ZS=R+j(ωL-1/(ωC))=1+j116.75，Q=1/(ωRC)=0.99，通頻帶Bw=f/Q=126 kHz。

選擇功率放大器輸出阻抗為8Ω，根據阻抗匹配公式得變壓器線圈1與線圈2的匝數比為0.26，設變壓器線圈1與線圈2的電阻值均為1Ω。通過仿真得到阻抗匹配結果如圖10所示。

圖11為Multisim13的電路仿真結果，設系統的應答效率為10%，那么接收端感應到的信號功率為1.5 W，線圈感應到的OOK信號通過包絡檢波解調，基本還原了原始信號，達到了正常通信的要求。

圖10 阻抗匹配結果Fig.10 The results for impedance matching

圖11 仿真結果Fig.11 The simulation results

4 結束語

針對常用低頻磁通信系統通信距離短，設計了一種基于磁耦合無源應答器，并使用Multisim13軟件進行了仿真驗證。提高功率放大器的發射功率可以提高無源應答器的工作距離。高Q值天線的傳輸效率高，可以提高系統的工作距離，但過高的Q值使得天線的帶寬變窄，高Q值天線對于系統設計精度和穩定性有著很高的要求。系統頻率高意味著傳輸速率高，但由近場區特性可知，如果頻率太大，傳輸距離就會變小，并且趨膚效應和鄰近效應的影響加重。當閱讀器設計功率足夠大時，應答器的單片機端口還可以接入多種低功耗的傳感器，作為數據采集器使用，用于監測應答器周圍的環境變化，擴展了磁通信技術的應用，降低了物聯網磁通信的建設成本。

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