高變比脈沖變壓器固態調制器的研制

王慶峰， 劉慶想， 張政權， 李相強

(西南交通大學物理科學與技術學院，四川 成都610031)

高壓脈沖調制器是雷達發射機、粒子加速器的核心部分，它的技術方案和性能指標將直接影響到調制器乃至發射機和加速器的成敗和性能指標［1-3］.以往，由于受器件發展的限制，高壓脈沖調制器一般采用真空管作為開關管，但該類型高壓脈沖調制器電路較為復雜，調制管需要燈絲、偏壓等輔助電源和電路，體積龐大，同時調制管還存在易打火和壽命較短等問題，成為制約雷達性能提高的主要因數. 近年來，隨著大功率半導體開關器件(例如IGBT、MOSFET)的發展和生產工藝的日益成熟，基于全固態開關管的大功率脈沖調制器越來越受到研究人員的重視［4-8］.目前，全固態剛管調制器在雷達發射設備、高能設備、物理加速器等方面得到了廣泛應用.如日本東芝公司研制的120 MW大功率全固態調制器［9］;DTI 公司為斯坦福加速器中心研制的大功率全固態調制器［10］;美國SLAC研制的500 kV/2 000 A 大功率全固態調制器，應用在75 MW 級超大功率速調管發射機上，共推動8 只相同的管子用于物理和高功率合成實驗［11］.國內在全固態調制器方面也開展了相關技術的研究，多數采用基于大量MOSFET、IGBT 為核心器件的串并聯技術實現數十MW 乃至數百MW 功率量級的高壓脈沖輸出，并取得了長足的進步［4-8，12］.基于全固態調制器具有長期穩定可靠的特點，國內外形成了兩種主要發展方向，一是直接耦合型全固態剛管調制器，即通過大量固態開關串、并聯滿足系統對電壓、電流的需求，該技術路線中固態開關存在較大的風險［13］;其二是采用變壓器耦合全固態剛管調制器，但由于脈沖變壓器漏感及分布電容的引入使得輸出波形前、后沿受限，但相對于直接耦合型全固態剛管調制器，采用變壓器耦合避開了大量IGBT 串、并聯所帶來的均壓、均流以及信號同步等問題，同時降低了IGBT 損壞的風險，有利于系統的穩定性及可靠性［14-15］. 本文重點開展了高變比脈沖變壓器耦合全固態剛管調制器的研究，對此調制器的設計原理、拓撲結構進行了分析研究.

1 系統設計

脈沖變壓器耦合固態剛管調制器由開關電源、儲能電容、IGBT、脈沖變壓器及控保系統組成，如圖1 所示.

圖1 脈沖變壓器耦合固態剛管調制器原理圖Fig.1 Schematic diagram of solid-state hard-tube modulator coupled with transformer

其工作原理:開關電源對儲能電容充電至控制系統設定值，IGBT 觸發導通，儲能電容經過脈沖變壓器升壓后作用于負載上，輸出高壓脈沖的脈寬、工作頻率、工作時間均在控制系統上預先設定. 基于脈沖變壓器耦合固態剛管調制器的技術指標如表1 所示.

表1 調制器主要指標Tab.1 Primary parameters of modulator

1.1 高變比脈沖變壓器

由于分布電容、漏感等雜散參數的存在，高壓脈沖經過脈沖變壓器升壓后其輸出波形前沿、后沿、過沖及頂降將會惡化，因此脈沖變壓器設計時，在考慮降低脈沖變壓器原邊工作電壓的同時需要對脈沖變壓器的漏感、分布電容和變比進行優化設計.圖2(a)為IEEE 標準給出的脈沖變壓器等效電路圖，其中C1、C2和C12分別為初級分布電容、次級分布電容和初、次級間分布電容，Lσ1、Lσ2分別為初級漏感、次級漏感，Rcu1、Rcu2分別為初級電阻、次級電阻，Rm、Lm分別為等效渦流電阻、勵磁電感，n 表示脈沖變壓器變比［1］.

在脈沖上升期間，脈沖電壓、電流變化迅速，等效頻率較高，因此在分析前沿時可以忽略勵磁電感、等效渦流電阻的影響.為了便于分析忽略初、次級電阻的影響，同時將脈沖變壓器等效到初級，如圖2(b)所示.高壓脈沖經過脈沖變壓器后輸出波形前沿由上沖特征系數δ 和上升時間系數T0.9共同決定［16］:

式中:τr表示輸出脈沖前沿;

Lp、Cp分別表示等效到初級側后脈沖變壓器的漏感、分布電容;

R'load表示負載電阻折算到初級側的阻值.

圖2 脈沖變壓器IEEE 等價電路圖及前沿等價電路圖Fig.2 IEEE standardized equivalent circuit of a pulse transformer and simplified equivalent circuit during the leading edge

對于上沖特征系數δ，存在3 種情況:當δ ＜1時，可輸出快前沿脈沖，但存在過沖，在實際應用中為了保護管子，一般對過沖都提出了嚴格要求;當δ ＞1 時，輸出脈沖無過沖，但前沿較大，實際應用中降低了系統的效率;當δ =1 時，為臨界狀態，此時脈沖無過沖，且前沿介于兩者之間. 當輸出波形有前沖時，其前沖最大幅值Δ 由式(3)給出［1］:

根據式(1)和式(2)可得折算到次級側后分布電容Cs、漏感Ls與過沖特征系數δ、上升時間系數T0.9的關系:

式中:Rload表示次級側負載電阻.

初級側分布電容折算到次級時需要除以n2，因此對于高變比脈沖變壓器，可以忽略初級側所引入的分布電容，主要考慮脈沖變壓器次級分布電容以及負載分布電容;反之，電感在由初級折算到次級時則乘以n2，因此脈沖變壓器次級側所引入的電感可忽略不計，主要考慮脈沖變壓器漏感以及初級側引線電感.考慮初級側引線電感、負載分布電容時，式(4)和式(5)可進一步表示為

式中:Cload、Lgen分別表示負載分布電容、引線電感.根據應用需求考慮1%的紋波，由式(3)可計算得出對應的δ=0.8、T0.9=2.99，進一步根據式(6)、式(7)可得

為了降低初級電壓，同時考慮到分布電容、漏感的需求，通過理論分析、模擬仿真、實驗驗證的反復迭代，最終確定脈沖變壓器變比取70.

1.2 IGBT 及控保系統

根據設計指標及確定的脈沖變壓器變比n =70，計算可知脈沖變壓器初級工作電壓為1 kV、工作電流為3.5 kA，采用單個英飛凌FZ3600R17HP4_B2 IGBT 模塊即可滿足系統的需求，從而避開了固態開關串、并聯帶來的穩定性、可靠性問題，同時減少了開關串、并聯所引入的均壓、均流電路，模塊輸入、輸出采用光纖信號通信，從而提高了系統的抗干擾能力.由于整個放電回路和IGBT 模塊自身寄生參數的影響，放電過程中的電流突變會在IGBT 模塊C 極和E 極之間產生較高的尖峰電壓，擊穿IGBT，為此采用RCD 吸收電路保護IGBT 模塊，其基本原理是IGBT 模塊開通和關斷過程中，能量通過二極管存儲到電容器中，IGBT 不工作時，將能量消耗在電阻中. 根據實際電路仿真，電容器采用6 只CDE 940C16W1P5K-F 并聯，總容量為9 μF;電阻采用80 只100 Ω、5 W 金屬膜電阻，每20 只并聯后作為一個電阻單元，再兩并兩串聯;二極管采用4 只DSEI 2 ×101，兩并兩串聯達到電流和耐壓的要求.

調制器的保護主要有過流、過壓及過溫保護，過流故障利用傳感器進行監測，可在10 μs 內完成以保護調制器及IGBT 開關.

1.3 充電系統

隨著脈沖調制器小型化需求的發展，人們對充電電源的小型化、輕量化的需求也在增長，而高頻直流充電電源通過提高諧振頻率有效地減小了電源的體積，因此相對于工頻電源具有小型化、輕量化等優點而得到了越來越多的關注.根據系統指標對于電源的功率需求為35 kW，考慮到系統效率以及為后續調制器工作能力的提升，課題組實際設計研制的開關電源峰值功率為50 kW.開關電源輸出電壓可在1 kV 以內任意設置，這樣有利于測試時大范圍調節輸出電壓. 圖3 給出電源實物圖，整體尺寸為600 mm×432 mm×311 mm，電源整體質量約為100 kg.

圖3 電源實物Fig.3 Photo of switch supply power

2 實驗與仿真

系統設計過程中，使用PSpice 對調制器進行了建模與仿真，主要分析其分布參數對輸出波形前、后沿及頂降的影響，并根據仿真結果進行了優化設計.最終的實測波形表明，高變比脈沖變壓器耦合固態剛管調制器輸出的電壓、電流波形完全符合設計要求，圖4(a)給出了實測電壓波形，與圖4(b)所示的仿真結果基本吻合.

系統調試完畢后，使用大功率假負載進行了滿功率測試，其測試條件為工作電壓70 kV、負載阻抗1.4 kΩ、重復頻率100 Hz，調制器在0.5 h 連續開機條件下工作穩定，圖5 給出了重頻工作時脈沖變壓器初級電流，以及負載上電壓輸出波形圖. 由圖5 可知，其輸出波形在連續工作時具有很好的穩定性.

圖6 給出了調制器實物圖，其整體尺寸為947 mm×1 127 mm×1 350 mm.

圖4 調制器輸出電壓波形Fig.4 Test waveforms of modulator's output voltage

圖5 100 Hz 工作時電壓、電流波形Fig.5 Load voltage and primary current at 100 Hz

圖6 調制器實物圖Fig.6 Photo of modulator

3 結 論

本文中首先介紹了全固態調制器的各個組成部分，重點分析了高變比脈沖變壓器分布參數對固態調制器輸出波形質量的影響，在此基礎上設計研制了一臺脈沖變壓器變比為1∶70 的高壓脈沖固態調制器，調制器整體尺寸為947 mm ×1 127 mm ×1 350 mm.實驗研究表明固態調制器在工作電壓70 kV、負載阻抗1.4 kΩ、脈沖寬度100 μs 條件下實現輸出脈沖前沿2.8 μs、脈沖后沿2 μs，同時可實現在100 Hz 條件下長時間穩定運行.

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