快速響應的交交型動態電壓恢復器

王 潔 湯 雨 武 偉 李林林

（南京航空航天大學江蘇省新能源發電與電能變換重點實驗室 南京 210016）

1 引言

現代科技的發展對于電能質量的要求不斷提高，精密儀器、航天、半導體制造業、醫療和商業通信等行業對電能的質量更是十分敏感，瞬態的電壓跌落或驟升都會造成巨大的損失。尤其電壓暫降問題被認為是最嚴重的電能質量問題[1-3]。日本關西電力公司有統計表明，大多數電力系統擾動為跌幅20%以內，持續時間100ms 以內的電壓暫降故障[4]。由此，針對電網電壓跌落或驟升進行補償的動態電壓恢復器（DVR）作為一種經濟、高效的電能補償方案得到了廣泛的關注及大力地發展。目前針對DVR的主電路結構方面的研究主要集中于含有直流儲能單元的逆變器式結構[5-7]，其主體結構中存在一個較大的直流儲能環節，無論是采用大電容、蓄電池，還是飛輪超導等新型的儲能方式，都存在體積大、成本高、不易模塊化等缺點，并且整流橋大多采用不控整流，能量只能單向傳輸，大大限制了其發展應用。

近幾年來，隨著AC-AC 變換技術的不斷發展，越來越多的研究將交交變換技術應用于動態電壓恢復器。文獻[8,9]對交交變換型DVR 做了多方面的研究，但文中的交交變換主電路拓撲結構都存在換流問題，需要應用比較復雜的換流控制方法，無疑提高了難度，降低了可靠性。文獻[10,11]中采用虛擬整流逆變的電路拓撲實現了交交變換，無需換流控制，電路拓撲簡潔。除了針對主電路拓撲的研究，文獻[1,11,12]對DVR 的系統結構也做了討論研究，分析了隔離變壓器位置，輸出濾波器形式等因素對系統特性的影響。本文選用虛擬整流逆變的主電路拓撲，并對系統結構進行了綜合優選。控制方法上，目前大部分交交變換都采用PI 控制[13,14]。而PI 控制為了獲得比較快速的動態響應，系統帶寬需要設計得比較寬，不易實現，結果是其動態響應受到了很大的影響，這與DVR 對于動態響應的快速性要求相悖。文獻[15]將單周期控制應用于交流斬波電路，驗證了單周期控制應用于交交型變換的可行性。文獻[16]對于單周期控制應用于動態電壓恢復器進行了研究，但文中的動態電壓恢復器主電路結構為傳統的逆變器式。單周期控制下的交交型動態電壓恢復器的研究目前尚屬空白，本文將具有良好動態響應的單周期控制應用于交交型動態電壓恢復器，研究分析了其可行性及性能特性。

2 虛擬整流逆變拓撲與工作原理

2.1 虛擬整流逆變主電路拓撲

本文中采用的是虛擬整流+虛擬逆變形式的交交變換拓撲，如圖1 所示，S1～S8為功率開關管，vs為電網電壓，T 為隔離變壓器，定義逆變橋輸出側為變壓器一次側，串聯入電網與負載之間側為二次側，其一次、二次側匝比為n∶1。Ls為隔離變壓器二次側等效漏感，Co為輸出濾波電容，ZL為負載。虛擬整流就是將工頻正弦波整流成半波的形式，而不需大的電解容將其濾波成標準直流電。后經過矩形 PWM 逆變再濾波輸出所需補償電壓，開關管S1～S4為虛擬整流橋，S5～S8為虛擬逆變部分。

圖1 虛擬整流逆變DVR 系統結構圖Fig.1 DVR’s topology with virtual rectifier and inverter

變換器輸入側采樣網側電壓，有助于提高系統動態響應。變壓器二次電流等于負載電流，一次電流為二次的1/n，開關管的電流應力即為負載電流的 1/n，有效減小了開關管電流應力；變壓器的漏感Ls以及線路中的寄生電感作為輸出濾波電感，漏感的有效利用減少了電路中一個磁性元件，體積重量都大為減小。此外，若變壓器接在變換器輸入側，雖然可使得開關管的電壓應力減為現在的1/n，但電流應力增大到負載電流。變壓器漏感不僅不能被有效利用還會帶來更為嚴重的問題，在逆變橋死區時間內，變壓器漏感上的電流不能通過后面逆變橋形成通路，此時需要一個較大的交流電容C去吸收漏感上的能量，如圖2 所示。故本文中選用變壓器后接的電路結構，濾波電容Co與負載并聯，可以在一定程度上限制負載突變的影響。

圖2 變壓器前置逆變橋死區時漏感電流路徑Fig.2 Current path of leakage inductance

2.2 工作原理

電網電壓正半周時，整流橋S1、S4導通；電網電壓負半周時，S2、S3導通。本文中采用這種可控整流的方式可以實現能量的雙向傳遞，同時又無需復雜的控制邏輯。逆變橋工作在單脈波脈沖寬度調制（PWM）狀態，現以電網電壓上升時的工作模態為例說明主電路工作原理，如圖3 所示。

傳統的PWM 逆變電路的輸入為一直流電壓，橋臂開關驅動為不等寬的PWM 波，輸出不等寬的脈沖矩形波，橋臂的切換實現輸出電壓極性的反轉，濾波后輸出需要的正弦波。而本文中逆變橋輸入為正弦半波vin，PWM 脈寬等寬，半波被斬成相同寬度，不同高度的很多小份，橋臂的切換同樣實現輸出電壓極性的反轉。圖3 中，vs為電網電壓，vin為整流橋輸出正弦半波，vg1～vg8分別對應S1～S8管的驅動電壓波形。逆變橋四個開關管半個工頻周期高頻工作，另半個工頻周期恒導通或恒關斷，S5與S7、S6與S8互補工作。電網電壓升時，輸出電壓vb與電網電壓同相；電網電壓降時，輸出電壓vb與電網電壓反相，整流橋驅動不變，逆變橋驅動邏輯只需將圖3 中S5與S6、S7與S8對調即可。

圖3 主電路PWM 調制原理Fig.3 Main circuit PWM modulation mode

3 控制策略實現

對比PI 控制，單周期控制結構簡單、易于實現，應用PI 控制策略時，要先建立系統動態模型，為了更快的動態響應，需要比較寬的帶寬，為了更好的抗擾動性，需要比較大的相位裕度，實現起來較為困難。而單周期控制作為一種非線性控制策略，動態響應快，跟蹤性能好，基本思想是通過對脈寬的調制來控制開關量在一個開關周期內的平均值等于參考值。

基于單周期控制的交交型DVR 控制框圖如圖4所示，控制部分主要包括正弦基準發生電路，采樣調理電路，單周期控制電路以及邏輯電路。正弦基準發生電路需要產生一個與電網電壓同頻同相，幅值穩定的工頻基準。采樣調理電路需要將電網電壓采樣，并判斷正負極性產生V+/V-信號驅動整流橋開關管。同時，電網采樣信號與正弦基準比較產生電壓升/降的UP/DOWN 信號。正弦基準與電網采樣信號相減并取絕對值可得到單周期控制電路中的積分參考信號。逆變橋輸出一點與控制電路共地，另一點電壓經采樣，取絕對值，再取反后送入積分電路積分。單周期控制電路主要包含一個RC 積分器、SR 邊沿觸發器、積分復位開關。積分電壓與參考電壓相等時，SR 觸發器觸發，Q信號跳低，P信號跳高，積分復位開關閉合。Q信號，P信號，V+/V-信號，UP/DOWN 信號經過邏輯電路后產生逆變橋開關管的驅動信號。

圖4 交交變換DVR 單周期控制原理圖Fig.4 AC-AC DVR schematic with one-cycle control

由于工作開關頻率遠大于工頻，故在各開關周期內可認為各變量恒定。設隔離變壓器二次側輸出電壓為vb，其參考值Vref等于理想輸入電壓值Vs,ref與實際電網輸入電壓Vs(t) 的差值，輸出濾波器之前一點電壓為vd。

然而由于實際電路中存在采樣比例，設電網基準比例為k1，輸入電壓采樣比例為k2，實際積分電路積分參考值Vref2應為

為了控制的實現方便，一般取k1=k2=k。

圖4 中vin2為積分電路輸入信號，設逆變橋輸出電壓采樣比為k3。由于逆變橋輸出采樣后取絕對值又取反，故有積分電路輸出電壓為vj

當vj與Vref2相等時，積分器復位，逆變橋進入續流狀態，此時有

式中，Vb,avg為變壓器二次電壓在一個開關周期中的平均值，根據單周期控制原理，等于其參考值在對應開關周期中的瞬時值。

聯立上述式（4）和式（5），可得

4 參數設計

4.1 變壓器匝比設計

由于本文中采用的是從電網側取電的電路結構，因此變換器最大占空比工作在電壓跌落到最小值時，設電壓跌落深度為Δv，最大跌落深度為ΔV。

補償電壓參考

根據變換器最大工作占空比以及跌落深度可以求出隔離變壓器的合適匝比。

4.2 濾波電感設計

濾波電感的設計主要根據所要求的電流紋波Δi，一般電流紋波范圍取額定電流的20%。Lo為輸出濾波電感值，vL為濾波電感上電壓。

根據式（13）可推得電流紋波最大值出現在(vs-vo)(1-D)取得最大值時，即取得最大值時，即電網電壓升到最大值時，此時可求得滿足條件的最小濾波電感值。本系統中濾波電感利用的是變壓器漏感，若實際變壓器漏感大小不能滿足電流紋波的要求，可以再在變壓器二次側串聯一個濾波電感。

4.3 濾波電容設計

輸出濾波電容主要考慮到輸出電壓紋波的要求，動態電壓恢復器要求輸出電壓有較好的穩態精度，故一般取電壓紋波范圍為額定電壓的1%。Δu為設定的電壓紋波幅值，ΔQ為電容上充放電荷，Co為輸出濾波電容值。根據濾波電容上充放電的等量關系，可推出所需電容值:

這里的濾波電容需要選取耐壓高、無極性的交流電容。

5 實驗驗證

本文研制了一臺實驗樣機，具體參數如下:

（1）額定功率:1kW；

（2）輸入電壓:220(1±20%)V（50Hz）；

（3）輸出電壓:220V；

（4）開關頻率:12.5kHz。

輸入電壓的范圍是針對前文中提到的大多數電壓跌落范圍設定的。開關頻率的選取是由6.4M 的晶振分頻得到，實際選用了電壓比2∶1 的工頻變壓器，實測二次側漏感523μH，輸出濾波電容取20μF。實驗對于單周期控制下的交交型DVR 進行了驗證。

圖5 與圖6 給出了穩態電壓跌落與上升的實驗波形。圖5 中輸入電壓跌落到額定電壓的80%時，經過DVR 的補償，輸出電壓有效值穩定在220V；圖6 中輸入電壓上升20%，輸出依然穩定在220V。實驗波形可看出單周期控制下的交交型DVR 具有較好的穩態精度。

圖5 輸入電壓跌落20%時的實驗結果Fig.5 Experimental results when input voltage falls 20%

圖6 輸入電壓上升20%的實驗結果Fig.6 Experimental results when input voltage rises 20%

圖7a 為電壓突降的輸入輸出波形，圖7b 為其局部放大圖。輸入電壓瞬間跌落20%，輸出電壓在突降點并沒有發生畸變，單周期控制下的交交型DVR 有著非常快的動態響應。

圖7 輸入電壓突降20%的實驗結果Fig.7 Experimental results when input voltage instantly drops 20%

圖8a 為輸入電壓驟升的輸入輸出電壓波形，圖8b 為其局部放大圖。輸入電壓峰值附近瞬間上升20%，輸出電壓依然非常穩定，同樣驗證了單周期控制卓越的動態響應，在一個開關周期中即可跟蹤上參考。

圖8 輸入電壓驟升20%的實驗結果Fig.8 Experimental results when input voltage instantly rises 20%

6 結論

本文選用虛擬整流逆變拓撲，采用單周期控制對交交型DVR 進行了研究，理論分析與實驗都驗證了該變換器的可行性，并且暫態實驗波形體現出該系統卓越的動態響應特性，輸入電壓突變時，輸出電壓可以立即跟蹤參考電壓。實驗結果證明該變換器可替代傳統DVR 進行動態電壓補償，體積重量減小明顯，具有成本優勢，并且單周期控制在交交型DVR 的應用中也具有非常好的動態響應特性，具有良好的應用前景。

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