光纖水聽器PGC解調(diào)歸一化參數(shù)實時估計方法

周少玲, 贠曉輝

(1. 中國電子科技集團公司 第23研究所, 上海, 200437; 2. 中國船舶重工集團公司 第705研究所, 陜西 西安, 710075; 3. 水下信息與控制重點實驗室, 陜西 西安, 710075)

光纖水聽器PGC解調(diào)歸一化參數(shù)實時估計方法

周少玲1, 贠曉輝2,3

(1. 中國電子科技集團公司 第23研究所, 上海, 200437; 2. 中國船舶重工集團公司 第705研究所, 陜西 西安, 710075; 3. 水下信息與控制重點實驗室, 陜西 西安, 710075)

針對光纖水聽器相位生成載波(PGC)相位解調(diào)中采用離線估計歸一化參數(shù)進行處理帶來的明顯失真, 提出了一種歸一化參數(shù)實時估計方法。該方法通過先計算2路正交信號目前時間點信號幅度與前一時間點信號幅度平方差, 再計算兩者比值得到歸一化參數(shù)。通過仿真結(jié)合試驗測量, 驗證了該方法可以在較小信號幅度情況下實現(xiàn)準(zhǔn)確的歸一化參數(shù)估計。試驗結(jié)果表明, 當(dāng)光纖水聽器上施加峰值為0.3 rad的信號時, 采用實時估計的歸一化參數(shù)值估計誤差小于3%, 用該值進行光纖水聽器信號解調(diào)處理, 得到的信號與總諧波失真比優(yōu)于48 dB, 可滿足工程化應(yīng)用需要。

光纖水聽器; 相位生成載波; 參數(shù)實時估計; 總諧波失真

0 引言

光纖水聽器具有無需水下供電, 易于構(gòu)成大規(guī)模陣列, 能夠適應(yīng)惡劣環(huán)境等優(yōu)點, 在海洋環(huán)境監(jiān)測、安全防御和資源勘探等領(lǐng)域有著廣泛的應(yīng)用[1-3]。干涉型光纖水聽器利用雙光束干涉原理,將環(huán)境聲壓變化轉(zhuǎn)換為光纖中光相位變化, 通過信號處理系統(tǒng)提取聲信號信息。外界環(huán)境擾動引起干涉儀初相位隨機漂移, 當(dāng)相位為π/2及其整數(shù)倍時將出現(xiàn)相位信號衰落。從干涉信號中準(zhǔn)確提取被測信號的解調(diào)技術(shù)是光纖水聽器研究的組成部分。表征信號解調(diào)技術(shù)性能的指標(biāo)主要包括解調(diào)結(jié)果的準(zhǔn)確性、穩(wěn)定性、噪聲水平、動態(tài)范圍、成本以及復(fù)雜度等。

被動零差法是目前應(yīng)用較為廣泛的光纖水聽器信號解調(diào)方法, 包括3×3耦合器檢測法和相位生成載波(phase generated carrier, PGC)法。3×3耦合器檢測法是一種簡單零差法, 利用3×3耦合器3路輸出間具有固定相位差的特點, 通過3路輸出信號間的運算進行解調(diào)處理解決干涉信號的相位衰落[4]。這種方案不需載波調(diào)制, 不存在載波頻率太低導(dǎo)致的各次諧波頻帶混疊的問題, 解調(diào)信號動態(tài)范圍大, 理論上可實現(xiàn)等臂干涉。該方法缺點是低頻噪聲高, 信號處理端結(jié)構(gòu)復(fù)雜, 對大規(guī)模時分、波分復(fù)用系統(tǒng)來說, 分波器、光電轉(zhuǎn)換器、模數(shù)轉(zhuǎn)換器等各種器件均以3倍的數(shù)量增加,不利于實際工程應(yīng)用中關(guān)心的低功耗、小型化。采用2路輸出信號解調(diào)可在一定程度上簡化系統(tǒng)結(jié)構(gòu), 但輸入光功率變化將導(dǎo)致解調(diào)結(jié)果失真。以非干涉脈沖作參考進行光強補償?shù)姆桨缚梢栽谝欢ǔ潭壬暇徑夤夤β首兓瘜?dǎo)致的信號失真[5]。

PGC法是將所要檢測的傳感信號調(diào)制在載波上, 利用奇次載波頻率上的邊帶信號衰落則偶次載波頻率上的邊帶信號一定不衰落的原理解決干涉信號的信號衰落[6]。PGC法的特點是低頻噪聲低, 信號處理端結(jié)構(gòu)簡單, 一路信號就可以解調(diào)。相位產(chǎn)生載波調(diào)制后的信號是一種調(diào)相信號, 其

特征是頻帶與信號頻率和幅度都有關(guān), 高頻率大幅度的信號占用很寬的頻帶。實踐證明, 為充分滿足動態(tài)范圍要求, 使各次倍頻的頻帶不混疊,實現(xiàn)高保真解調(diào)被檢測信號, 往往要求載波頻率是檢測信號的幾十倍甚至上百倍。目前常用的相位產(chǎn)生載波調(diào)制無論內(nèi)調(diào)制還是外調(diào)制, 引入的載波頻率為幾十千赫茲, 可以滿足幾千赫茲水聲信號動態(tài)范圍解調(diào)的要求。

光纖水聽器信號解調(diào)處理一般采用交叉相乘法或反正切法得到與傳感信號成正比的相位變化。為得到準(zhǔn)確、穩(wěn)定的解調(diào)結(jié)果, 在進行交叉相乘或反正切處理之前都必須對信號進行歸一化處理, 使之具有相同的幅度。目前常用的歸一化參數(shù)估計方法需要預(yù)先在水聽器上施加信號, 通過觀察至少一個2π周期的相位變化, 得到輸入信號的峰值, 以這些參數(shù)作為基礎(chǔ)進行水聽器信號解調(diào)[7]。在實際使用中, 2π弧度相位變化的參數(shù)估計條件有時難以滿足, 另外系統(tǒng)光強波動、干涉條紋可見度變化等導(dǎo)致系統(tǒng)參數(shù)發(fā)生變化, 使預(yù)先估計的這些參數(shù)在信號解調(diào)中產(chǎn)生明顯失真。

本文提出一種PGC解調(diào)參數(shù)實時估計方法,可以在較小信號幅度情況下實現(xiàn)準(zhǔn)確的參數(shù)估計。采用Labview對解調(diào)參數(shù)實時估計進行數(shù)值仿真, 得到參數(shù)估計誤差與信號幅度的關(guān)系, 通過試驗對仿真結(jié)果進行了驗證。

1 算法原理

PGC解調(diào)所需的載波可通過壓電陶瓷鋯鈦酸鉛(PbZrTiO3, PZT)調(diào)制干涉儀或直接調(diào)制光源頻率來獲得。干涉型光纖水聽器的干涉儀輸出光信號經(jīng)光電探測器轉(zhuǎn)換為電信號, 其輸出為

式中: A(t)為干涉光強直流項; B(t)為干涉光強交流項, 與干涉儀的輸入光強、光纖耦合器的分光比、2束干涉光的偏振態(tài)等參數(shù)有關(guān); C為相位調(diào)制深度; ω為調(diào)制頻率;φi為干涉信號中i倍頻載波分量與本地同頻載波信號之間的固定相位差,與光路延遲、電路延遲等因素有關(guān); ?s(t)為光纖水聽器需要檢測的信號; Ji(C)是以C為變量的i階第1類貝塞爾函數(shù)。

PGC解調(diào)處理流程如圖1所示, 本地乘法單元產(chǎn)生1倍頻載波和2倍頻載波信號, 其表達(dá)式表示為

干涉信號經(jīng)模數(shù)轉(zhuǎn)換與1倍頻載波和2倍頻載波混頻, 再經(jīng)過低通濾波器濾除載波及高頻分量,得到含有被檢測信號信息的2個正交分量

圖1 相位生成載波(PGC)解調(diào)原理框圖Fig. 1 Principlie of phase generated carrier(PGC) demodulation

被檢測信號的值通過計算V1(t)/V2(t)比值的反正切得到。為了在反正切運算得到正確的被檢測信號, V1(t)和V2(t)的值通過歸一化設(shè)定為相等幅度。在理想情況下, 將相位調(diào)制深度C設(shè)定為2.63 rad, 使J1(C)= J2(C), 并通過預(yù)先測算得到1倍頻和2倍頻載波頻率信號相位差?1和?2, 對cos?0和cos2?0的幅度進行修正, 達(dá)到歸一化目的。但在復(fù)用調(diào)制器件的光纖水聽器陣列中, 由于伴生光強調(diào)制或PZT響應(yīng)的遲滯效應(yīng)等原因,難以保證每個光纖水聽器的干涉信號載波調(diào)制度C都為2.63 rad。干涉信號載波與本地載波信號之間的相位差隨傳輸光纖長度、電路參數(shù)的不同而改變, 光纖器件受應(yīng)力等因素影響, 直流光強、交流光強也會發(fā)生變化, 因此實驗室調(diào)試環(huán)境下預(yù)先測算的固定參數(shù)與實際使用參數(shù)不會完全相同。在實際環(huán)境中, 由于溫度、應(yīng)力等變化比例因子變化可達(dá)10%甚至更多。歸一化參數(shù)估計不準(zhǔn)將使水聽器檢測信號穩(wěn)定性和精度降低, 諧波分量增加。

在文中將C, ?1, ?2的影響看成一個整體, 估計方程式(3)中方括號內(nèi)項的比值作為歸一化參數(shù)用于解調(diào)處理。由于采樣過程中的各種噪聲和誤差, 為了提高參數(shù)估計的可靠性, 采用比較多的數(shù)據(jù)來估計解調(diào)參數(shù)。圖2為PGC信號檢測數(shù)字化歸一化參數(shù)實時估計過程。低通濾波后得到連續(xù)采樣點的正交分量V1和V2, 利用V1和V2各分別組建2組具有相同變化規(guī)律的數(shù)組V1m(i), V1n(i)和V2m(i), V2n(i), 其中m(i), n(i)表示組建數(shù)組時選擇的特定采樣信號, i為連續(xù)采樣點V1和V2的序號。分別計算其對應(yīng)的DV1i, DV2i

圖2 實時參數(shù)估計流程圖Fig. 2 Flow chart of real-time parameter estimation

對N個DV1i, DV2i求和

在計算V1N, V2N比值的過程中, 為了將比值控制在不大于1的范圍內(nèi), 采用下式進行計算

計算兩正交分量的歸一化值

按以上程序, 不斷循環(huán)實時估算兩正交分量的歸一化值, 一方面可實時更新定標(biāo)數(shù)據(jù), 另一方面可提高參數(shù)估計的可靠性, 消除由于采樣過程中的各種噪聲和誤差造成的估計不可靠, 該方法的優(yōu)點是不需標(biāo)定即可實現(xiàn)傳感信號的實時解調(diào)。

2 Labview 仿真

表征光纖水聽器解調(diào)方法性能的指標(biāo)有很多,本文主要研究歸一化參數(shù)估計誤差對解調(diào)幅度穩(wěn)定性和信號與總諧波失真比的影響。解調(diào)幅度穩(wěn)定性規(guī)定為解調(diào)輸出信號幅度與輸入信號幅度的比值(單位為dB), 是評價解調(diào)系統(tǒng)可靠性的重要指標(biāo)。本文中, 信號與總諧波失真(total harmonic distortion, THD)比規(guī)定為信號功率與總諧波功率的比值, 是評價解調(diào)系統(tǒng)失真度的重要指標(biāo)。THD值越大, 解調(diào)非線性失真越小。

采用Labview對歸一化參數(shù)估計方法進行仿真, 仿真參數(shù)設(shè)置為: 相位調(diào)制深度2.63 rad, 1倍頻和2倍頻載波與本地載波初始相位差?1和?2為零, 采樣率200 kS/s, 采樣點數(shù)200 k, 持續(xù)時間1s,電路噪聲峰峰值5 mV。干涉信號中存在環(huán)境溫度應(yīng)力等因素引起的1.5 Hz低頻相位漂移。圖3為THD與歸一化誤差關(guān)系仿真結(jié)果。歸一化誤差小于3%時, THD在45 dB以上。

圖3 信號與總諧波失真(THD)比與歸一化參數(shù)估計誤差關(guān)系Fig. 3 Relationship between signal to total harmonic distortion ratio and estimation error of normalized parameter

信號頻率為100 Hz, 峰值信號幅值為0.1 rad時, 采用以上估計方法得到的歸一化參數(shù)估計值與標(biāo)稱值之間估計誤差最大值約為 11.4%。峰值信號幅值為 0.2 rad 時, 估計誤差最大值約為4.32%。峰值信號幅值為0.3 rad時, 估計誤差最大值約為2.42%。峰值信號幅值為0.4 rad時, 估計誤差最大值約為1.0%。隨著信號幅值的繼續(xù)增加, 估計誤差最大值基本不變或繼續(xù)減小。仿真結(jié)果表明, 信號幅度是決定估計誤差的主要參數(shù),當(dāng)信號幅度小于0.2 rad時, 歸一化參數(shù)估計誤差較大, 隨著信號幅度增加, 歸一化參數(shù)估計誤差下降, 當(dāng)信號峰值在0.3 rad及以上時歸一化值估計誤差最大值可達(dá)到小于3%。

仿真比較了10 Hz, 100 Hz和1 000 Hz這3種信號頻率下, 不同信號幅度與歸一化參數(shù)實時估計值與理論值誤差關(guān)系, 仿真結(jié)果見圖4。在不同頻率下, 歸一化參數(shù)估計誤差與m(i), n(i)和N的設(shè)置有關(guān)。信號頻率為10 Hz, m(i)與n(i)的差值設(shè)為400, N設(shè)為800。信號頻率為100 Hz, m(i)與n(i)的差值設(shè)為100, N設(shè)為300。信號頻率為1 000 Hz, m(i)與n(i)的差值設(shè)為20, N設(shè)為200。仿真結(jié)果表明, 為降低估計誤差, 需要根據(jù)不同頻率情況調(diào)整m(k), n(k)和N的設(shè)置。

圖4 信號幅值與歸一化參數(shù)估計誤差關(guān)系Fig. 4 Relationship between signal amplitude and normalized parameter estimation error

3 試驗驗證

試驗采用光程匹配干涉儀的PGC相位解調(diào)時分復(fù)用傳感系統(tǒng)結(jié)構(gòu), 原理框圖如圖5所示。傳感器和光程匹配干涉儀的結(jié)構(gòu)一致, 由2×2耦合器和2個法拉第旋鏡(Faraday rotator mirror, FRM)組成不平衡邁克爾遜干涉儀, 參考臂和傳感臂的臂長差為Δl, 法拉第旋鏡用于消除干涉信號的偏振衰落, 光纖線圈纏繞在PZT上, 匹配干涉儀上的PZT用來引入解調(diào)處理時需要的調(diào)制載波信號,傳感器上的PZT用來引入模擬傳感信號。

激光器發(fā)出的光經(jīng)聲光調(diào)制器(acoustic optical modulator, AOM)調(diào)制為脈沖光, 光脈沖的寬度為傳感器臂長差對應(yīng)的往返時間。脈沖光經(jīng)過可調(diào)光衰減器(variable optic Attenuation, VOA)和傳輸光纖進入傳感器。傳感器返回2個在時域上互不重疊的脈沖光。經(jīng)過光程匹配干涉儀后, 在時域上得到3個光脈沖, 中間脈沖為攜帶傳感信息的干涉光脈沖。干涉光脈沖信號經(jīng)過光電探測器(photo diode, PD)轉(zhuǎn)換為電脈沖信號, 進入高速數(shù)數(shù)據(jù)采集控制電路, 現(xiàn)場可編程門陣列(field programmable gate arrays, FPGA)控制14位模數(shù)轉(zhuǎn)換器(analog digital convertor, ADC)以300kS/s采樣率對干涉脈沖進行采樣, 同時產(chǎn)生AOM的驅(qū)動脈沖、PZT的調(diào)制載波以及同步采樣控制信號實現(xiàn)對時分復(fù)用干涉脈沖的同步采集, 調(diào)制載波設(shè)置為30 kHz, 相位調(diào)制深度設(shè)置為2.63 rad。

圖5 試驗原理框圖Fig. 5 Block diagram of experimental principle

試驗中, 采用FPGA和Labview軟件編寫數(shù)據(jù)采集、處理、顯示程序, 采集的干涉信號經(jīng)混頻低通濾波后, 利用上述介紹的實時參數(shù)估計法得到解調(diào)參數(shù), 然后采用反正切法對傳感器信號進行解調(diào), 高通濾波濾除環(huán)境溫度變化等產(chǎn)生的低頻漂移。作為對比, 同時利用常規(guī)離線參數(shù)估計和反正切法對傳感器信號進行解調(diào)。在PZT上加載160 Hz單頻電壓信號。當(dāng)傳感器產(chǎn)生3.14 rad的相位變化時, 在10 000次測量中, 實時估計法得到的解調(diào)信號幅度起伏小于0.1 dB(如圖6所示),信號與總諧波失真比為48～56 dB(如圖7所示), 與離線參數(shù)估計法得到的解調(diào)結(jié)果相當(dāng)。

圖6 解調(diào)信號幅值Fig. 6 Amplitude of demodulated signal

4 結(jié)束語

參數(shù)估計是光纖水聽器數(shù)字信號解調(diào)的一個關(guān)鍵環(huán)節(jié), 目前通常采用離線參數(shù)估計方法,實際系統(tǒng)光強波動、干涉條紋可見度變化等導(dǎo)致離線估計參數(shù)在信號解調(diào)中產(chǎn)生明顯失真。本文提出光纖水聽器相位生成載波解調(diào)參數(shù)的實時估計方法, 可有效消除參數(shù)變化對解調(diào)結(jié)果的影響,通過仿真和試驗驗證了該方法的有效性。當(dāng)傳感器產(chǎn)生3.14 rad的相位變化時, 在10 000次測量中, 實時估計法得到的解調(diào)信號幅度起伏小于0.1 dB, 信號與總諧波失真比為48～56 dB, 與離線參數(shù)估計法得到的解調(diào)結(jié)果相當(dāng)。

圖7 解調(diào)信號THDFig. 7 Curve of demodulated signal to total harmonic distortion ratio

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(責(zé)任編輯: 楊力軍)

Real-time Estimation Method of Normalized Parameter for PGC Demodulation of Optical Fiber Hydrophone

ZHOU Shao-ling1, YUN Xiao-hui2,3
(1. The 23 Research Institute, China Electronics Technology Group Corporation, Shanghai 200437, China; 2. The 705 Research Institute, China Shipbuilding Industry Corporation, Xi′an 710075, China; 3. Science and Technology on Underwater Information and Control Laboratory, Xi′ an 710075, China)

A real-time estimation method of normalized parameter is proposed to reduce the significant distortion in phase generated carrier(PGC) demodulation of optical fibe r hydrophone due to offline estimation of normalized parameter. The square differences of the amplitudes of two orthogonal signals at both current time point and previous time point are calculated, then the normalized parameter is obtained by calculating the ratio of two square differences. Simulations and experiments show that a correct normalized parameter can be achieved with the proposed method if signal amplitude is small. Experimental results indicate that when a small signal with peak amplitude of 0.3 radian is imposed to the hydrophone, the estimation error of normalized parameter gets less than 3%. Using the achieved normalized parameter to demodulate the signal of the optical fiber hydrophone, signal to total harmonic distortion ratio is less than 48 dB, which meets the requirement for engineering application.

optical fiber hydrophone; phase generated carrier; real-time parameter estimation; total harmonic distortion

TJ630.34; TP212.14

A

1673-1948(2014)02-0091-05

2013-10-14;

2013-11-18.

周少玲(1966-), 女, 碩士, 高級工程師, 主要從事光纖傳感器系統(tǒng)和光電信號處理技術(shù)研究.