射頻接收前端的ADS設(shè)計(jì)與仿真

賈鋒，楊瑞民

解放軍電子工程學(xué)院，合肥230037

1 引言

隨著無(wú)線通信和自動(dòng)識(shí)別技術(shù)的不斷發(fā)展，射頻識(shí)別（RFID）技術(shù)近年來(lái)得到廣泛應(yīng)用，因此對(duì)射頻信號(hào)分析測(cè)試的需求日益增長(zhǎng)。在RF信號(hào)的研究與測(cè)試中，射頻信號(hào)分析儀應(yīng)用也越來(lái)越多。射頻接收前端作為射頻信號(hào)分析儀的重要組成部分，對(duì)整個(gè)接收系統(tǒng)的性能有著至關(guān)重要的作用，其主要功能是將接收到的高頻信號(hào)轉(zhuǎn)換成中頻信號(hào)[1]。超高頻（UHF）的860～960MHz頻段在識(shí)別距離等方面的優(yōu)勢(shì)，使其成為最受歡迎的射頻應(yīng)用頻段，射頻信號(hào)分析儀性能的提升對(duì)其射頻接收前端提出了更高的要求。同時(shí)，860～960MHz頻段的射頻信號(hào)分析儀的研制也可以作為全波段信號(hào)分析儀的研制的基礎(chǔ)。

ADS（Advanced Design System）軟件是Agilent公司在HPEESOF系列EDA軟件基礎(chǔ)上，發(fā)展完善的大型綜合設(shè)計(jì)軟件[2]。本文主要使用ADS軟件對(duì)射頻信號(hào)分析儀接收前端進(jìn)行建模仿真，測(cè)量并仿真了接收系統(tǒng)的增益、噪聲系數(shù)、靈敏度、動(dòng)態(tài)范圍等參數(shù)。

2 射頻接收前端整體設(shè)計(jì)與仿真

2.1 射頻接收前端結(jié)構(gòu)的選擇

射頻接收前端是接收機(jī)的重要組成部分，也是接收機(jī)中最復(fù)雜的部分之一。射頻接收前端的用途就是把期望信號(hào)從干擾和噪聲中分離出來(lái)，從而進(jìn)行進(jìn)一步的處理。射頻接收前端的結(jié)構(gòu)直接決定了接收機(jī)的性能和用途[3]。常用的接收前端主要的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)有零中頻結(jié)構(gòu)、低中頻結(jié)構(gòu)和超外差結(jié)構(gòu)三種[4]。零中頻結(jié)構(gòu)消除了鏡像信號(hào)干擾問(wèn)題，但其直流失調(diào)問(wèn)題使其不能用于復(fù)雜的通信系統(tǒng)；低中頻結(jié)構(gòu)對(duì)寄生的直流偏差和本振泄漏不敏感，但該體系結(jié)構(gòu)的一個(gè)缺點(diǎn)是它的鏡像干擾抑制功能有限，另外還需要有良好相位噪聲的可變高頻本振，這也為合成器的設(shè)計(jì)增加了難度；超外差式結(jié)構(gòu)由A rm strong于1917年提出，是應(yīng)用最廣泛的一種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)[5]，超外差式結(jié)構(gòu)的主要問(wèn)題是鏡像信號(hào)的抑制和相鄰信道的干擾，通過(guò)采用多級(jí)超外差式結(jié)構(gòu)和外接的高Q值與大階數(shù)濾波器可以很好地解決以上問(wèn)題[6]。

由于超外差式結(jié)構(gòu)通過(guò)適當(dāng)?shù)剡x擇中頻和濾波器可以獲得精確的選擇性和靈敏度，所以它是最穩(wěn)定、可靠的接收前端結(jié)構(gòu)[7]。綜合考慮了接收前端零中頻結(jié)構(gòu)、低中頻結(jié)構(gòu)和超外差結(jié)構(gòu)的優(yōu)缺點(diǎn)，決定采用多次變頻的超外差結(jié)構(gòu)。

2.2 設(shè)計(jì)方案與主要技術(shù)參數(shù)指標(biāo)

射頻接收前端主要包括五大模塊：濾波器、混頻器、低噪聲放大器（LNA）、自動(dòng)增益控制（AGC）和本地振蕩器。本設(shè)計(jì)采用超外差二次變頻接收結(jié)構(gòu)，首先將接收到的射頻（RF）信號(hào)下變頻到410.7MHz的高頻信號(hào)，然后將高頻信號(hào)下變頻到10.7 MHz的中頻信號(hào)，抑制干擾并實(shí)現(xiàn)大動(dòng)態(tài)范圍的自動(dòng)增益控制（AGC），經(jīng)處理后送至后續(xù)模塊處理。系統(tǒng)整體設(shè)計(jì)框圖如圖1所示。

射頻接收前端電路對(duì)整個(gè)接收的性能至關(guān)重要，考慮系統(tǒng)所要達(dá)到的性能，提出射頻接收前端的主要技術(shù)指標(biāo)如下所示。

（1）頻率接收范圍：860～960MHz；

（2）靈敏度：≥-90 dBm；

（3）噪聲系數(shù)：NF≤10 dB；

（4）動(dòng)態(tài)范圍（DR）：90 dB；

（5）中頻輸出功率：0 dBm；

（6）中頻輸出頻率：10.7MHz。

2.3 系統(tǒng)的設(shè)計(jì)與鏈路預(yù)算仿真

根據(jù)設(shè)計(jì)方案框圖，利用ADS軟件搭建出的系統(tǒng)仿真圖如圖2所示。

射頻輸入860～960MHz的信號(hào)，通過(guò)中心頻率為輸入信號(hào)頻率的帶通濾波器后經(jīng)放大器放大，送到混頻器與第一本振混頻，得到410.7 MHz的高頻信號(hào)，經(jīng)濾波放大及自動(dòng)增益控制后進(jìn)行第二次混頻，經(jīng)AGC2調(diào)節(jié)處理后輸出10.7MHz的0 dBm中頻信號(hào)。

使用ADS中的預(yù)算仿真BUDGET對(duì)系統(tǒng)鏈路進(jìn)行預(yù)算仿真，將混頻器用2端原件代替，如圖3所示。

對(duì)輸入射頻信號(hào)的功率進(jìn)行掃描，隨著輸入信號(hào)的增大，可以很直觀地看到AGC電路增益的變化。限于篇幅，這里只給出960MHz信號(hào)時(shí)掃描系統(tǒng)的最大、最小輸入功率即－90 dBm和0 dBm的仿真結(jié)果，如表1所示。

從表1的仿真結(jié)果可以看出整個(gè)接收端的增益是隨著接收信號(hào)的輸入功率變化的，最后經(jīng)接收端AGC放大處理后，輸出的中頻信號(hào)功率非常接近設(shè)計(jì)指標(biāo)0 dBm。

圖1 射頻接收前端系統(tǒng)設(shè)計(jì)方案

圖2 接收前端系統(tǒng)仿真圖

圖3 接收前端系統(tǒng)鏈路預(yù)算圖

表1 接收前端系統(tǒng)預(yù)算仿真結(jié)果

3 系統(tǒng)指標(biāo)計(jì)算與仿真

3.1 增益

接收機(jī)所需要的整體增益用分貝值表示時(shí)可通過(guò)式（1）計(jì)算[8]：

其中，Pin和Pout分別是接收機(jī)的輸入輸出功率值，單位dBm。從表1給出的仿真結(jié)果中，可以看出接收系統(tǒng)各個(gè)模塊的增益值，圖4、5給出了當(dāng)射頻取860 MHz時(shí)，對(duì)輸入功率-90～0 dBm掃描，得到的輸出功率和增益。

圖4 接收前端輸出功率

圖5 接收前端增益仿真結(jié)果

從圖4可以看出，系統(tǒng)輸出中頻信號(hào)的功率在－0.3～0.2 dBm之內(nèi)有小幅度的波動(dòng)，非常接近0 dBm的設(shè)計(jì)指標(biāo)。

3.2 噪聲系數(shù)

噪聲系數(shù)[9]（NF）是定量描述一個(gè)器件或系統(tǒng)所產(chǎn)生噪聲程度的指數(shù)。系統(tǒng)的噪聲系數(shù)受許多因素影響，如電路損耗、偏壓、放大倍數(shù)等。二端口網(wǎng)絡(luò)的噪聲系數(shù)定義為輸入信噪比與輸出信噪比的比值：

噪聲系數(shù)是一個(gè)功率比值，通常用分貝值來(lái)表示，即對(duì)式（2）取對(duì)數(shù)：

輸入噪聲Ni為特定信號(hào)帶寬內(nèi)的溫度噪聲功率，在室溫下的Ni（單位dBm）由下式給出；

式中B為接收機(jī)的帶寬，單位為Hz。

對(duì)于由多個(gè)二端口網(wǎng)絡(luò)級(jí)聯(lián)而成的接收機(jī)系統(tǒng)，系統(tǒng)總的噪聲系數(shù)計(jì)算公式如下[10]：

從式（5）可以看出，系統(tǒng)第一級(jí)的增益和噪聲系數(shù)對(duì)系統(tǒng)總的噪聲系數(shù)影響至關(guān)重要。因此，本設(shè)計(jì)將低噪聲放大器放在接收系統(tǒng)的前端，以降低系統(tǒng)總的噪聲系數(shù)。圖6給出了系統(tǒng)的噪聲系數(shù)仿真結(jié)果。

圖6 系統(tǒng)的噪聲系數(shù)仿真結(jié)果

3.3 靈敏度

接收機(jī)的靈敏度定義為：在給定的信噪比的條件下，接收機(jī)所能檢測(cè)的最低輸入信號(hào)電平。靈敏度是衡量接收機(jī)接收和檢測(cè)微弱信號(hào)能力的指標(biāo)[11]，與所要求的輸出信號(hào)質(zhì)量有關(guān)，還與接收機(jī)本身的噪聲大小有關(guān)。接收機(jī)的靈敏度可由式（6）計(jì)算得出[12]：

其中，B為接收機(jī)的帶寬（取1 MHz），NF噪聲系數(shù)由以上仿真可知。由仿真得到系統(tǒng)的噪聲系數(shù)在6～7 dB之間，這里取NF=7 dB，當(dāng)SNR取10 dB時(shí)，可以得到系統(tǒng)的靈敏度為：

由式（7）可以看出，該設(shè)計(jì)達(dá)到了系統(tǒng)設(shè)計(jì)指標(biāo)。

3.4 鏡像抑制

鏡像抑制度定義為在所用信號(hào)頻率和鏡像頻率上分別輸入等功率的信號(hào)時(shí)所產(chǎn)生的中頻信號(hào)幅度比，通常用分貝dB表示。仿真時(shí)將射頻頻率換成鏡像干擾頻率，接收頻段掃描時(shí)的鏡像抑制結(jié)果，如圖7所示。

圖7 鏡像抑制仿真結(jié)果

3.5 增益壓縮和動(dòng)態(tài)范圍

對(duì)于一個(gè)單信號(hào)而言，當(dāng)它在網(wǎng)絡(luò)中的功率增益從理想狀態(tài)下降1 dB的那個(gè)點(diǎn)就是1 dB壓縮點(diǎn)(P1dB)。利用ADS軟件對(duì)接收端進(jìn)行大信號(hào)S參數(shù)仿真，用此工具對(duì)接收端進(jìn)行仿真主要是為了測(cè)試接收端的1 dB增益壓縮點(diǎn)P1dB。仿真的結(jié)果如圖8所示。由表1及圖7中可以看出，系統(tǒng)的P1dB約為1.906 dBm。

圖8 大信號(hào)S參數(shù)仿真結(jié)果

動(dòng)態(tài)范圍（DR）是度量無(wú)線電系統(tǒng)所適應(yīng)的最高和最低接收信號(hào)電平范圍。通信系統(tǒng)的有效性取決于它的動(dòng)態(tài)范圍，即高性能的工作所能承受的信號(hào)變化范圍[13]，可表示為：

根據(jù)式（8）及以上數(shù)值，可以計(jì)算出該系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)范圍為：

滿足設(shè)計(jì)指標(biāo)要求。

3.6 互調(diào)失真

衡量接收機(jī)射頻前端線性度的指標(biāo)除了P1dB之外，還有一種指標(biāo)即雙音互調(diào)失真-三階截?cái)帱c(diǎn)。互調(diào)失真是指當(dāng)兩個(gè)或多個(gè)頻率的輸入信號(hào)同時(shí)進(jìn)入接收系統(tǒng)的前端，由于系統(tǒng)的非線性，使得輸出信號(hào)除原有頻譜外，還有新的頻率分量。互調(diào)指標(biāo)的高低基本上反映了混頻器的動(dòng)態(tài)范圍和線性度。互調(diào)失真是否出現(xiàn)在通帶內(nèi)取決于帶寬和系統(tǒng)的中心頻率、系統(tǒng)輸入的信號(hào)頻率及系統(tǒng)的非線性程度。仿真時(shí)輸入兩個(gè)不同頻率的射頻信號(hào)，分別是900 MHz和902MHz，輸入功率是0 dBm，輸出結(jié)果如圖9所示。

標(biāo)注點(diǎn)m1是10.7 MHz中頻輸出Pout功率是－0.005 dBm；標(biāo)注點(diǎn)m2是三階互調(diào)失真產(chǎn)物8.7MHz，功率PIP3等于－41.790 dBm。輸入三階截?cái)帱c(diǎn)IIP3的計(jì)算公式如下：

可計(jì)算得出輸入三階截?cái)帱c(diǎn)IIP3為20.889 dBm。

圖9 雙音信號(hào)輸入時(shí)的仿真結(jié)果

3.7 群時(shí)延

群時(shí)延也稱(chēng)為包絡(luò)時(shí)延，定義為相移相對(duì)于頻率的變化率，即：

如果在某一個(gè)頻率范圍內(nèi)，相位-頻率特性曲線為一直線，在這一頻率范圍內(nèi)的群時(shí)延為一常數(shù)，此時(shí)，信號(hào)的不同頻率成分將有相同的延遲，因而信號(hào)經(jīng)過(guò)傳輸后不發(fā)生畸變。實(shí)際上每一個(gè)選頻網(wǎng)絡(luò)都會(huì)使通過(guò)它的信號(hào)產(chǎn)生一些時(shí)延，信號(hào)頻譜中的不同頻率分量有不同的延遲。對(duì)系統(tǒng)接收范圍頻段掃描時(shí)的群時(shí)延仿真結(jié)果如圖10所示。由圖可見(jiàn)，在系統(tǒng)接收范圍內(nèi)，群時(shí)延都在0.3～0.4μs之間。

圖10 接收機(jī)的群時(shí)延與射頻頻率關(guān)系

4 結(jié)論

研究了射頻接收前端的體系結(jié)構(gòu)，建立了射頻接收前端的ADS仿真模型，并針對(duì)860～960 MHz的（UHF）頻段進(jìn)行了理論仿真。從仿真得到的射頻前端性能指標(biāo)數(shù)據(jù)分析，在整個(gè)工作頻段內(nèi)，增益都較為平坦，而且射頻前端的穩(wěn)定性較好，噪聲系數(shù)較低，達(dá)到了預(yù)期的設(shè)計(jì)指標(biāo)要求，同時(shí)，實(shí)現(xiàn)了高靈敏度選擇、自動(dòng)增益控制功能，充分說(shuō)明了本文所設(shè)計(jì)的方案是可行的。

[1]袁杰.實(shí)用無(wú)線電設(shè)計(jì)[M].北京：電子工業(yè)出版社，2006.

[2]黃玉蘭.ADS射頻電路設(shè)計(jì)基礎(chǔ)與典型運(yùn)用[M].北京：人民郵電出版社，2010.

[3]方晶晶.1.5～512.0 MHz寬帶數(shù)字射頻（RF）接收前端的設(shè)計(jì)[D].哈爾濱：東北大學(xué)，2008.

[4]梁巧艷.30MHz～512MHz寬頻帶接收機(jī)射頻前端設(shè)計(jì)[D].陜西延安：延安大學(xué)，2009.

[5]陳國(guó)宇，韋金辰.專(zhuān)用短波接收機(jī)射頻前端預(yù)選濾波器設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)[J].應(yīng)用科技，2006，4（11）：41-44.

[6]林杰.2.4 GHz接收機(jī)射頻前端的研究及設(shè)計(jì)[D].重慶：重慶大學(xué)，2010.

[7]Boeck G，Pienkow ski D，Cirea R.RF front-end technology for reconfigurable mobile systems[C]//Proceedings of IEEE MTT-SIMOC，2003：836-868.

[8]王兵.寬帶射頻前端系統(tǒng)仿真研究[D].成都：電子科技大學(xué)，2006.

[9]Bow ick C，Bretchko J.射頻電路設(shè)計(jì)——理論與應(yīng)用[M].北京：電子工業(yè)出版社，2002.

[10]Su Qingxin，Liu Jigang，Chai M.RI：Components in 3G mobile communication systems[C]//Proceedings of the 12th National Conference on Electronic Components，2002：15-18.

[11]Pui-In M，Seng-Pan U，Martins R P.A low-IF reconfigurable receiver with two-step channel selection technique for multi-standard applications[C]//Proceedings of ISCAS，2004：417-420.

[12]Jérome Le Ny，Bhavana T，Jonathan M.A 1.9 GHz low noise amplifier[C]//Proceedings of EECS 522 Analog Integrated Circuits Project，2002：1-6.

[13]Young J K，Bolme G，Lyles J.LANSCE 201 MHz and 805 MHz RF system experience[C]//Proceedings of IEEE Particle Accelerator Conference，2007：2412-2414.