電動汽車驅動系統EMC仿真研究*

張 戟，王洪武，蔡浩雄

(1.同濟大學新能源汽車工程中心，上海 201804； 2.上海汽車集團股份有限公司，上海 201804)

前言

根據動力來源的不同，電動汽車可分為純電動汽車、混合動力汽車和燃料電池汽車等。它們與傳統汽車驅動系統的很大一個不同點是，集成了大功率的電力電子裝置構成的電氣動力系統，包括動力電池、大功率DC/DC轉換器或DC/AC逆變器、驅動電動機及其之間相連的高壓電纜等[1]。這些電力電子系統工作時，將發出強烈的電磁干擾。開關器件在開通和關斷中，由于電壓和電流在短時間內發生跳變，從而形成輻射和傳導電磁干擾。另一方面，連接動力驅動部件的電纜為高壓電纜，工作時有大電流(>100A)流過，電流的波動也會產生強烈的電磁輻射[2]。上述的零部件在工作中，供電情況、負載情況和在車輛中的布置和連接方式與傳統車輛零部件有較大不同。目前國內外對這方面的研究很少，本文中針對電動汽車驅動系統的電磁兼容(EMC)性能進行研究具有理論和實際意義。

1 基于RMxprt的電機模型建立

應用RMxprt模塊可分析12大類、15種常用電機[3]。交流變頻永磁同步電機轉子采用永磁體，不需要勵磁，因此功率因數大，電機具有較高的功率密度和效率[4]。目前多數驅動系統均采用永磁同步電機，本文中永磁同步電機設定為內轉子；電機的極數為8；機械摩擦損耗估算為300W；風磨損耗給定為600W；基準轉速為4 000r/min；控制類型為交流AC；驅動電路類型為Y型三相。

定子參數設定：鐵芯外徑為260mm；鐵芯內徑為160mm；鐵芯實際軸向長度為200mm；鐵芯疊壓系數為0.95；鐵芯沖片材料為DW315_50；定子槽數為24個；定子槽型設置為2號槽型——梨形槽；斜槽數為1，即斜過1個定子槽。

定子繞組參數設定：繞組層數為2層；匝間連接方式為全極式；并聯支路數為2；每槽匝數為4；線圈節距為3；線圈不并繞；不用漆絕緣；線規為0.724mm。

轉子參數設定：轉子外徑為159mm；轉子內徑為60mm；轉子軸向長度為200mm；轉子沖片材料為DW315_50；鐵芯疊壓系數為0.95；電極類型為5。

設置轉軸導磁，通過定子、定子繞組、轉子和轉軸等參數的設定，可得電機的RMxprt模型，如圖1所示。

仿真參數設置：電機的負載特性直接影響電機驅動系統的電氣特性，但由于仿真軟件的限制，本文中對穩態工況進行研究，負載類型為恒功率負載；額定輸出功率為90kW；額定電壓為250V；額定轉速為4 000r/min；工作溫度為75℃。

仿真結果如圖2和圖3所示。圖2為三相電流曲線，峰值電流約520A；圖3為空氣隙磁通密度曲線，最大磁密約0.73T。

2 Maxwell 2D下的電磁場分析

將建立的電機模型導入至Maxwell 2D模塊進行后續的有限元仿真。

邊界條件設置：本文模型在瞬態磁場求解器下，可將模型的邊線設置為矢量磁位邊界條件(Vector Potential Boundary或稱為狄利克萊邊界條件)，定義該邊線上的所有點都滿足：

XY坐標系AZ=Const

(1)

RZ坐標系rAθ=Const

(2)

式中：Const為給定常數；AZ和Aθ分別為XY坐標系下Z方向和RZ坐標系下θ方向的矢量磁位。

狄利克萊邊界條件設置Const=0表示磁力線平行于此邊界線，為理想磁絕緣情況[5]。

將1/8模型的兩條最外側半徑分別定義為主、從邊界條件(Master/Slave Boundary)，箭頭方向指向無窮遠處，設置從邊界條件反對稱于主邊界條件。

激勵源設置：瞬態磁場的激勵源比較豐富，有電流源和電流密度源，還可以將導條形成線圈后對線圈施加電流源、電壓源和復雜控制的外電路源。本文中激勵源選擇繞組電壓源激勵，以Phase A為例(Phase B和Phase C的設置和Phase A類似，只是電壓源相位有所差異)設置：多匝繞制，在此為2匝；初始電流值為0；分別設上整體電阻值、附加電感值(非繞組自身電感值)和電壓激勵源的值，其中電壓激勵源為時間的函數。

網格剖分：Maxwell 2D網格剖分采用了金字塔型剖分設置，無需用戶過多的參與，直接利用內置的自適應剖分也可以得到正確的計算結果。

系統自帶的網格剖分設置共有三大項，分別是On Selection、Inside Selection和Surface Approximation，其各自的意義分別為對物體邊界內指定剖分規則、對物體內部指定剖分規則和對物體表層指定剖分規則。

線圈、電極和主體部分的內部剖分均采用Length Based Refinement(基于單元變長的剖分設置)，設置單元最大邊長分別為5.5、4和10.1mm。

電極和主體部分的邊界剖分均采用Surface Approximation(表層細致剖分設置)，設置最大弦長分別為0.079 5和0.13mm，弦所對應的最大角均為15°。

求解設置：采用瞬時磁場求解器，設置停止時刻為0.04s；時間步長為0.04ms；非線性的殘差為0.000 1。

通過邊界條件設置、激勵源設置、網格剖分和求解設置后進行仿真，結果如圖4所示。當前計算時刻為0.04s，轉速為4 000r/min，轉子位置處于248.46°。由圖可見：運行后電機定子槽內漏磁增加；電機在軛部磁密較高。

3 Simplorer平臺下的聯合仿真

本文中采用異步正弦脈寬調制方式，調制時通常保持輸入的三角載波信號頻率ft不變，只改變正弦調制波信號頻率fr，這樣可提高低頻時的載波比，從而使SPWM逆變器每個輸出電壓周期內的SPWM矩形脈沖數在輸出頻率fo降低情況下增加，兩脈沖間的間距縮小，諧波受到抑制而減小，負載電機產生的脈動轉矩和噪聲減小，有效改善低頻工作時的性能。

3.1 Simplorer與RMxprt的聯合仿真

理想情況下的聯合仿真模型如圖5所示：電源采用理想電壓源E1，電壓為250V；濾波電容C1容值選取為9 900μF；功率開關管采用IGBT加反向續流二極管，IGBT導通電壓為0.8V；RMxprt模型采用第1節所設計的電機模型；采用定轉速控制，轉速設定為3 750r/min；控制策略采用正弦脈寬調制(SPWM)中的異步調制方式；電流表AM1～AM3測量三相電流，電壓表VM1～VM3測量線電壓，電流表AM4測量直流母線電流，電壓表VM4測量三相相電壓。

三相電流曲線如圖6所示。由圖可見：三相電流收斂穩定后峰值電流約為520A，與圖2所示RMxprt模型下的三相電流曲線基本一致。

電機輸出轉矩曲線如圖7所示。由圖可見：穩定后電機輸出轉矩恒定在約200N·m。

但在實際情況下，電池、逆變器、電機和高壓線纜等都存在一些非線性的寄生電容和電感、分布電容和電感、雜散電容和電感等不可見的隱性元素，這些元素給干擾的傳播提供有效途徑，使得該系統的電磁兼容研究變得非常復雜。

本文中建立了驅動系統的一個非理想模型：電源采用共模電流模型，存在對地分布電容Cg1；高壓線纜采用T型集總參數模型；增加電機對地分布電容Cg2；AM4、AM5用于測量共模電流，如圖8所示。

電機驅動系統共模電流的傳播主要通過以下幾條途徑：電力電子器件與散熱器之間的寄生電容耦合；電機的繞組和定子機殼之間的分布電容耦合；電池和高壓線纜與地之間的分布電容耦合。由于仿真軟件的限制，本文中主要研究流過電池和電機與地之間分布電容的共模電流以及流過高壓線纜與地之間分布電容的共模電流。

通過AM4、AM5測量的直流端高壓線纜和交流端高壓線纜到地的共模電流曲線如圖9所示。由圖可見：直流端高壓線纜到地的共模電流約為16mA，峰值約為36mA；交流端高壓線纜到地的共模電流約為24mA，峰值約為48mA。

流過電池和電機的共模電流曲線如圖10所示。由圖可見：流過電池的共模電流約為45mA，峰值約為90mA；流過電機的共模電流約為38mA，峰值約為80mA。由此可得出另外有一部分共模電流通過逆變器的分布參數由逆變器到大地形成共模回路。

3.2 Simplorer與Maxwell 2D的聯合仿真

非理想情況下Simplorer與Maxwell 2D的聯合仿真模型如圖11所示。電源同樣采用共模電流模型，存在對地分布電容Cg1；高壓線纜同樣采用T型集總參數模型；功率開關管采用IGBT加反向續流二極管，IGBT導通電壓為0.8V；Maxwell 2D模型采用第2節所設計的電機模型，電機對地分布電容為Cg2；轉速同樣設定為3 750r/min；控制策略同樣采用正弦脈寬調制(SPWM)中的異步調制方式；AM1～AM3用于測量三相電流，AM4和AM5用于測量共模電流。

三相電流曲線如圖12所示。由圖可見：與圖11所示Simplorer與RMxprt聯合仿真的三相電流曲線基本一致，峰值約為450A。

電機輸出轉矩曲線如圖13所示。由圖可見：穩定后峰值約為170N·m。

通過AM4和AM5測量的直流端高壓線纜和交流端高壓線纜到地的共模電流曲線如圖14所示。由圖可見：直流端高壓線纜到地的共模電流約為20mA，峰值約為30mA；交流端高壓線纜到地的共模電流約為25mA，峰值約為60mA。

流過電池和電機的共模電流曲線如圖15所示。由圖可見：流過電池的共模電流約為250mA，峰值約為750mA；流過電機的共模電流約為250mA，峰值約為700mA。

下面分析3種EMC設計對流過電池和電機的共模電流的影響。

(1) 減小分布電容容值

圖16為將電池和電機的分布電容由10nF改為1nF后流過電池和電機的共模電流曲線。由圖可見：與圖15相比，分布電容減小1個數量級，共模電流就有明顯減少；此時流過電池的共模電流約為100mA，峰值約為175mA；流過電機的共模電流約為100mA，峰值約為140mA。從而驗證了分布電容的大小對共模干擾的大小影響非常大。

(2) 緩沖電路設計

在直流母線上、IGBT邊分別并聯一個單電容緩沖電路，如圖17所示，共3個。流過電池和電機的共模電流曲線如圖18所示。由圖可見：流過電池的共模電流約為54mA，峰值約為90mA；流過電機的共模電流也約為54mA，峰值約為78mA。可見與圖16相比均有明顯降低，證實了緩沖電路對改善系統EMC性能有明顯作用。

(3) 濾波器設計

在直流電源輸入端加入了LISN阻抗穩定網絡，在三相交流輸出端加入LC濾波電路，流過電池和電機的共模電流曲線如圖19所示。由圖可見：流過電池的共模電流幾乎降到0；流過電機的共模電流約為60mA，峰值約為120mA。可見與圖20相比均有明顯降低，證實了濾波器設計對改善系統EMC性能有明顯作用。

4 結論

針對電動汽車驅動系統進行了EMC建模仿真研究，采用磁路法建立RMxprt交流永磁同步電機模

型，運用有限元法分析Maxwell 2D電機模型，并在Simplorer平臺下進行整個驅動系統的聯合建模仿真。通過多個平臺下的仿真結果對比分析，驗證了電動汽車驅動系統的EMC仿真真實可信；同時聯合仿真下的非理想參數設計和EMC設計對流過電池和電機的共模電流影響的分析，均與理論較符合，證實了驅動系統EMC仿真設計的有效性。

參考文獻

[1] 王洪武,張戟,楊騰飛.電動汽車驅動系統EMC問題研究現狀[J].電子測量技術,2011(34):18-22.

[2] Kremer Frank, Frei Stephan. Simulation of Emissions of Power Electronic Devices in Electrical and Hybrid Electrical Vehicles[C]. 2010 Asia-Pacific Symposium on Electromagnetic Compatibility, APEMC 2010:691-694.

[3] 趙博,張洪亮.Ansoft 12在工程電磁場中的應用[M].北京:中國水利水電出版社,2010.

[4] Maki Kohji, Funato Hiroki. Motor Modeling for EMC Simulation by 3-D Electromagnetic Field Analysis[C]. 2009 IEEE International Electric Machines and Drives Conference, IEMDC 2009:103-108.

[5] 張戟,孫澤昌.現代汽車電磁兼容理論與設計基礎[M].北京:清華大學出版社,2009.