基于高頻變壓器的背靠背級聯H橋型變換器

高志剛 冬 雷 李永東 鄭澤東

（1.北京理工大學 北京 100081 2.清華大學 北京 100084）

1 引言

級聯H 橋型變換器在6kV 及以上場合得到了廣泛應用，該拓撲各級H 橋單元獨立，各級直流母線電壓被分別鉗位，系統穩定可靠，模塊化程度高，因此在同等器件水平下，易于擴展到更高電壓場合。目前基于級聯H 橋型變換器的產品，輸出電壓等級已達10kV，容量達數十兆伏安[1-5]。

目前傳統級聯H 橋型變換器的缺點以及對其進行的改進主要集中在兩個方面：①采用三相不控整流橋產生各直流電壓，能量不能雙向流動。針對該問題，很多學者提出了采用可控整流橋的方案[6-8]，由此可以回收電機制動過程中回饋的電能，提高電能利用效率。②傳統級聯H 橋型變換器中，需要使用多繞組工頻移相變壓器，該變壓器體積大，重量大，成本高。若能省去或加以改進，將會帶來顯著的經濟效益。2003年意大利學者A.Dell Aquila 提出了一種級聯H 橋型變換器直接背靠背運行的拓撲結構，在省去工頻變壓器的同時，實現了能量雙向流動，但其存在的問題在于短路狀態太多，控制復雜[9]。相比而言，日本學者 Akagi H.提出的高頻變壓器[10-12]方案則獲得了更廣泛地認可，很多單位的眾多學者都進行了跟進研究[13]。

本文提出的拓撲結構基于高頻變壓器，其特點在于采用單一的多繞組高頻變壓器，在實現電氣隔離以避免短路狀態的同時，實現各單元之間的功率傳輸，最終實現能量的雙向流動。

2 拓撲結構分析

圖1 所示為本文提出的基于高頻變壓器的級聯H 橋型背靠背結構，以兩級級聯為例，其中單相電網電壓為ug，經過電感L后直接與級聯H 橋型PWM整流器相連，整流器的兩輸出電壓分別用Udc1和Udc2表示，Udc1和Udc2經過高頻H 橋1 和高頻H 橋2 后經濾波電感與高頻變壓器相連。多繞組高頻變壓器的其余抽頭3、抽頭4 分別連接高頻H 橋3 和高頻H 橋4，整流后得到兩獨立的直流母線Udc3和Udc4。二者分別作為各H 橋的直流電源，級聯后向負載供電。

圖1 系統拓撲圖Fig.1 Converter topology

變換器運行過程中，首先將輸入側的高壓單相交流電轉變為直流電，由此產生多個直流電源，各直流電壓經過高頻H 橋后，變換為高頻方波交流電壓，經過高頻變壓器后，再由高頻H 橋轉變為直流電，此時的多個直流電彼此電氣隔離，經過常規H橋逆變后進行串聯從而輸出高壓[14-17]。

本文提出的拓撲結構采用了級聯的思想，從而可以采用低壓開關器件輸出高壓，廣泛用于高壓大容量場合，具有較好的應用前景[14-17]。

圖1 所示的拓撲結構可以拓展為多級級聯，以N級級聯為例，此時高頻變壓器的繞組個數為2N。該拓撲結構具有如下特點：

（1）輸入側通過濾波電感后直接與電網相連，省去了工頻變壓器，有利于降低系統體積、重量和成本。因此特別適合于對變換器體積重量要求嚴格的場合，如機車牽引，船舶推進等[16-18]。

（2）高頻變壓器隔離了各直流母線，避免了環流和短路等問題的出現。

（3）可以實現功率的雙向流動，拖動電機時可以實現電機的四象限運行，提高了電能的利用率和系統的運行效率。

（4）輸出側可以采用級聯結構輸出高壓，也可以分別接不同負載，工作方式靈活。

（5）通過對各高頻H 橋單元進行控制，可以調整各直流母線間的功率交換，有利于實現輸入、輸出側各電容之間的均壓控制，工作范圍寬。

變換器中的高頻變壓器完成能量的傳遞和電氣隔離兩個功能，變壓器各繞組的匝數相同，輸入電壓的峰值與各電容電壓相同。根據系統的功率等級，可以確定輸入電流，再根據磁心材料即可以確定變壓器的磁心和匝數，各繞組共享主磁通，因此變壓器的制作流程簡單可靠。

3 系統控制策略

圖1 所示，變換器的輸入側為級聯H 橋型PWM整流器，各電容電壓的均壓控制由各高頻H 橋單元實現，因此整流器僅需控制各直流電容電壓之和即可。整流器的控制框圖分為內外環，其中外環控制直流電容電壓之和，其輸出為輸入電流給定值，如圖2 所示。

圖2 整流器電壓外環控制框圖Fig.2 Capacitor voltage control diagram of rect ifier

整流器的電流內環控制框圖如圖3 所示，由于此時電流給定值為交流量，為實現對交流信號的無靜差跟蹤，控制器選用比例諧振控制器，其表達式見式（1）。

圖3 整流器電流環控制框圖Fig.3 Current control diagram of rectifier

式中，KP和KR分別為比例環節和諧振環節的系數。

則系統的傳遞函數可以分別寫成式（2）和式（3）。其中Rg表示輸入線路的等效電阻。

由式（3）中的閉環傳遞函數，繪制系統的零極點圖可知，系統的三個極點均位于左半平面，系統穩定。由式（2）中開環傳遞函數的伯德圖可知，系統在ω0處增益為無窮大，因此可以對頻率為ω0的信號實現無靜差跟蹤。

級聯H 橋型PWM 整流器的調制算法采用載波相移正弦脈寬調制，以兩級級聯為例，兩H 橋的載波相位相差90°，此時系統的等效開關頻率可提高為原來的4 倍[15,18]。

為實現對各直流電容的均壓控制，需討論高頻H 橋單元工作狀態與功率傳輸的規律。由高頻H 橋單元與多繞組高頻變壓器構成的系統的近似等效電路如圖4 所示，其中u1，u2，…，uN分別表示各高頻H 橋單元輸出的方波電壓。各濾波電感近似相同，用L1表示。

根據疊加定理，即可以求出圖4 中各電壓源的輸出電流和功率。例如電壓源u1發出電流i1可以由電壓源u1、u2作用時電壓源u1的電流i1-2、電壓源u1、u3作用時電壓源u1的電流i1-3等構成。其中i1-1=0，于是有

同時有

圖4 近似等效電路拓撲圖Fig.4 Equivalent circuit of high frequency H-bridge and transformer

由式（4）可以看出，以電壓源u1和u2構成的電路為研究對象，則電路的等效電感為NL1，此時電壓源發出的電流為i1-2，變化規律如圖5 所示，其中θ12=θ1-θ2，為電壓源u1和u2的相位差。

由等效電路推導可知，電壓源u1輸出的平均功率與工作相位的關系見式（6）。

圖5 高頻電流變化規律Fig.5 Law of high frequency current variation

同理，以電壓源uj為研究對象，其發出的平均功率見式7，其中θji=θj-θi，為電壓源uj和ui的相位差，而i，j均為不大于N的自然數。

式中，N為高頻變壓器的繞組個數；L1為各高頻H橋的濾波電感；Udc表示各高頻H 橋直流電容電壓；ω為基波角頻率。

本文中各高頻H 橋單元工作于20kHz。

由式（7）可知，在-0.5π≤θji≤0.5π時，隨θj的增加，平均功率呈增加趨勢，此時控制θj即可控制電壓源uj的輸出功率從而控制電容電壓。

各高頻H 橋單元的電容電壓控制框圖如圖6 所示，圖中j=2，3，…，N，Udc-j表示第j個高頻H 橋單元的電容電壓，則表示電容電壓的給定 值。高頻H 橋單元1的工作相位設定為零。

圖6 各直流電容電壓控制框圖Fig.6 Capacitor voltage control diagram of high frequency H-bridge

通過對工作相位進行控制，各直流電容電壓可以維持在設定值，負載側各H 橋單元逆變后進行級聯，即可輸出期望的電壓，其調制策略同樣選擇載波相移PWM，提高輸出電壓的波形質量，不再贅述。

4 實驗結果分析

實驗中采用TI 公司的F28335 型DSP 作為控制器，用以完成AD 采樣和計算功能。采用ALTERA生產的EPM1270 型CPLD 來產生PWM 信號，經過驅動電路后控制各開關器件工作，二者通過數據總線和地址總線進行通信。各H 橋單元的電容電壓設置為80V，開關頻率為2kHz，電網輸入側濾波電感為10mH，高頻H 橋單元對應的濾波電感為0.65mH。

圖7 所示為電網電壓ug與電流ig的波形，可以看出電網電流近似正弦，且與電網電壓保持同相位，表明電流環工作正常。

圖7 電網電壓與電流Fig.7 Grid voltage and current

圖8 所示為系統運行過程中的電網電壓波形以及相應的整流側輸出的電壓波形。電網電壓波形為50Hz 正弦波，由于各H 橋輸出的電壓為三電平，在采用了載波相移調制算法以后，兩級H 橋的輸出波形疊加后為五電平。實驗波形與理論分析吻合。整流側輸出的電壓波形與電網電壓之差即為整流側濾波電感的端電壓。通過控制該電壓即可控制電感電流（即網側電流），控制框圖如圖3 所述。

圖8 電網電壓與整流側電壓Fig.8 Grid voltage and rectifier voltage

圖9 所示為運行過程中各直流電容電壓波形，各電壓均穩定維持在80V，驗證了級聯H 橋型PWM整流器工作正常，且通過多繞組高頻變壓器對各直流母線實現均壓的方案正確可行。

圖9 各直流母線電壓波形Fig.9 Capacitor voltages of high frequency H-bridge

圖10 所示為各高頻H 橋單元的輸出電壓，其中波形1～波形4 分別對應高頻H 橋單元1～單元4。可以看出u1、u2相位近似相同，u3、u4相位近似相同，且u1、u2領先u3、u4，表明功率由u1、u2傳遞至u3、u4。各電壓幅值相同，表明各電容電壓在運行過程中維持穩定。

圖10 各高頻H 橋單元的輸出電壓Fig.10 Output of high frequency H-bridge

圖11 所示為負載側H 橋單元的輸出電壓和相加后的結果，其中波形1、波形2 分別表示H 橋單元3 和H 橋單元4的輸出電壓。可以看出二者均為正弦PWM 波，且由于采用了載波相移調制策略，二者相加后的波形為五電平。

圖11 H 橋單元（3、4）輸出的電壓及合成的電壓 Fig.11 Output of normal H-bridge converter

圖12 所示為負載電壓的諧波特性，可以看出最低此開關頻率整數倍的諧波出現在8kHz 位置，系統的等效開關頻率提高為原來的4 倍。

圖12 負載電壓的諧波特性Fig.12 Harmonics of output voltage

圖13 負載變化時各支流母線電壓Fig.13 Capacitor voltages with different load

圖13 所示為逆變器側兩H 橋的直流母線負載 突變時各直流電壓的動態過渡過程波形。可以看出，在各模塊負載突然變化時，各直流母線電壓經過短暫調節后仍可以維持于設定值，與理論分析一致。

5 結論

本文提出一種基于高頻變壓器的背靠背級聯H橋型變換器，分析了其控制策略，給出了相關的直 流母線電壓控制方法。通過實驗驗證，得到如下結論：

（1）采用級聯H 橋結構，變換器的網側和負載側均可以輸出高壓。

（2）通過對高頻H 橋單元進行控制，可調整系統中的功率分布情況，保證各直流電壓穩定運行于設定值。

（3）系統結構高度對稱，可實現能量的雙向流動，適合于有能量回饋的應用場合，如機車牽引，礦井提升等。

（4）高頻變壓器的引入，省去了傳統的工頻變壓器，有利于節省系統的體積、重量和成本。

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