噪聲調制的超寬帶微功率沖激雷達

鄧勝利，盛 浩，袁立革

（解放軍93861部隊，陜西 三原 713800）

0 引言

超寬帶微功率沖激雷達（MIR）系統由于體積小，具有高距離分辨力、低截獲概率、強抗干擾能力和便于目標識別等獨特優點［1］，國外已有不少公司陸續將其成功使用在炮彈引信上，如美國的MITRE公司和 TD（Time domain）公司［2］。相較而言，國內已成型的基于MIR雷達的引信較少，且還僅限于少數近炸系列。

現下，不少國家已配備了針對傳統引信的干擾設備，如俄羅斯“SPR－2”，更多型號的引信面臨著更新換代的局面，具有強抗干擾能力的超寬帶引信顯然是很好的替換者之一，然而國內超寬帶引信的作用距離卻限制了其進一步的發展，因而提升其作用范圍已成了當前亟待解決的問題。超寬帶引信的作用距離主要決定于MIR雷達的發射功率，可是提升這種體積小至幾乎極限的雷達的功率，同時又會帶來多種其他方面的問題，最顯著的就是距離模糊和同類間的串擾。為此，作者對原有的超寬帶引信加以改進，設計了一種新的噪聲調制MIR系統。

1 超寬帶引信現況

目前，國外關于基于MIR的超寬帶引信依然處于較高的密級，相關的文獻難以查找，對于國內近炸引信而言，其雛型即為McEwan于1996年為之命名的MIR雷達［3］，其原理框圖如圖1所示。

發射系統中，整形后的脈沖分成兩路，一路作為發射脈沖的驅動源，而另一路通過延時后送至波門產生器，作為接收模板信號（template signal）［4－5］的驅動源，延時電路單元一般采用具有較小傳輸延遲抖動（jitter）［6－7］的 元 器 件，以 避 免 額 外 的 信 噪 比 損失。而接收系統中，可以看到幾乎沒有信號處理單元，這種極端簡潔的設計主要原因是在于引信所能提供的空間和功耗，相應地也給距離模糊和同類間的串擾帶來了極大的便利。

圖1 MIR雷達的工作原理Fig.1 Principle of the MIR system

在圖1所示的MIR系統中，解決距離模糊和同類間串擾的方法很簡單，即控制MIR的發射功率和重復頻率：因為發射功率小，作用距離之外的回波信號（多倍距離回波信號）很小，在接收系統中難以得到有效的積累；同類間的串擾則是因為微功耗的情況下MIR發射信號的尾部拖曳很小，串擾能進入MIR相關接收機是極小概率事件［8］。而一旦提高引信的作用距離后，相應地，MIR雷達的發射功率也需要提高，脈沖重復頻率需要降低且往往是成倍數的降低，這就帶來了如下的一些問題：回波信號的多徑效應明顯增強，發射信號尾部拖曳所引起的同類間串擾和重頻降低帶來的固有信噪比下降。

2 噪聲調制MIR

為解決提升MIR功率后所帶來的問題，作者引入了一種噪聲調制，以此來破壞多倍距離回波信號與接收機模板信號，以及系統與系統間的有害相關性，從而提升系統的可靠性，在此基礎上得以增大系統重頻以提高信噪比。

如圖2所示，晶振為系統的時鐘源，經過噪聲調制電路后，信號分兩路進入一個邊沿計數器和一組邏輯電路，邏輯電路對信號進行邏輯組合后輸出分別用來控制發射機和接收機，接收系統中，采用的為相關等效采樣接收機。

晶振頻率的選擇并非任意的，不同作用距離上需要不同頻率段的晶振。噪聲低通后疊加在晶振的輸出脈沖上，使得脈沖的高電位不再是固定值，這樣在通過高速門電路后，各個脈沖之間除了有固定的晶振周期Tc，還會附加一個很小的相對時移τi，見圖3。高速門電路的作用在于對晶振信號進行整形生成計數脈沖，選擇該器件的原因是其具有較小的傳輸延遲抖動。由于噪聲的頻率相較晶振而言是很低的，噪聲疊加后的脈沖幅度的變化是一個緩慢的過程，因而在短時間內這種相對的時移τi是一個很小量并且可看作是連續的，在一段時間內具有單調性，但是，從長時間來看，這種變化是帶有隨機性的。

圖2 MIR系統的整體構架Fig.2 Scheme pictorial of improved MIR

圖3 噪聲疊加后的計數脈沖的形成Fig.3 Additional noise on clock pulses

在圖2中邊沿計數器和邏輯電路是整個時間系統的核心。晶振的周期Tc和邊沿計數器的分頻系數N（N為非零整數）決定了整個MIR雷達的最大可工作距離，邏輯電路最終生成兩組觸發信號，分別用來觸發發射信號和接收模板信號。接收模板的觸發信號等效于接收機的開關，作者簡稱其為開關信號，開關信號是發射觸發信號的同步延遲，令其為tdi，且有tdi＝M·Tc＋Δτi，（Δτi＝τi＋M－τi，M ≤N，且為非零整數），其說明如圖4所示。

在試驗中，參數N、M有調節噪聲調制深度的作用。

圖4 收發信號觸發脈沖的時序Fig.4 Time sequence of T－R trigger pulses

3 噪聲調制深度分析

噪聲調制的深度是該系統成敗的關鍵，噪聲的頻率過高會使得系統的自身相關性能嚴重下降，過低則又失去了調制的目的。

在圖4中，我們做如下的設定：k為晶振信號的前沿上升斜率，n （t）為加入低通噪聲的幅度，Tc為晶振周期，N為分頻系數，圖4為N＝4時的情況。

那么距離延遲為，

tdi的抖動直接影響到系統的相參性能，

由本文第一章中可知

將式（12）代入（11）可得

對式（13）進行坐標變換則有

由式（14）可以看出，Δτ′是與i無關的值，故而M、N的取值可調節系統噪聲調制的深度。

下面我們將對Δτ＇量進行定量分析。

假設晶振的輸出幅度為5V，上升沿為2.5ns，則有k＝2V／ns＝2mV／ps，噪聲用起伏最大的頻率分量fm（即最高頻率分量）來近似，令最高頻率為10kHz其最大幅度為200mV，那么發射信號最大的偏移時間為：

為便于分析，作者近似認為噪聲的幅度變化是線性的即三角波，從0上升至200mV為最大頻率分量的四分之一周期即1／4fm＝25μs，那么間隔M·T時間后噪聲幅度的變化為·200mV，假設M·T＝50ns，且在這50ns，期間噪聲的變化具有單調特性，即τi具有單調性，則距離延遲tdi的附加偏Δτi具有一致性，即

在這種情況下，單調區間內Δτ′是為零值的，而在突變區間內0.2ps，相對于門電路10～150ps［9－10］是完全可以容忍的。

而在多倍距離的情況下，這種噪聲線性近似是不合適的，因為多倍距離之間的相關性要比單倍距離至少降低3dB（＞2），所以適當的調節M、N的取值可有效地抑制MIR雷達距離模糊。

通過以上分析，我們可以得到如下結論，從統計學的角度來說，加入這種噪聲調制后對采樣過程的影響最極端的情況是增加或減少了幾次等效采樣次數，對采樣的影響是很小的。反觀多系統工作時，假使攻擊同一目標的兩個系統A、B在某一時刻發射信號重疊，那么A采樣波門與B回波信號之間的相關性由τi決定，而非Δτ＇i，而且A、B兩系統的調制噪聲是完全不相關的，故而A的發射信號不能進入B的接收機。

4 試驗驗證

在以上分析的基礎上，作者做了如下的試驗：室內環境下，A、B兩系統間隔1m并排放置，示波器置于系統A處，目標距離A、B 10m開外并勻速向A、B靠近。圖5為本次測試的結果。

圖5（a）、（b）、（c）為示波器同一次存儲波形，其中（a）為系統A接收機相關器前的信號，圖中信號最強的信號是來自于同類的串擾，（b）為串擾的展寬，（c）為目標真實的回波信號，而在A接收機相關積累后，如圖5（d）所示，我們只能看到一個信號，并且很明顯這是回波信號的微分，并且沒有串擾信號那么多的拖曳。

圖5 系統的測試結果Fig.5 Measurements of the improved system

5 結論

在有限空間和功耗的前提下，本文針對MIR系統串擾和距離模糊的問題設計了一種噪聲調制，通過系統人為的加入噪聲，犧牲適當的信噪比，破壞系統多倍距離間的相參性能和系統間串擾，解決了提高功率后MIR產生的問題。經試驗得出改進后MIR雷達距離可拓寬至10～15m而不受多徑效應和串擾影響，進一步保證了基于MIR引信的正常工作，這在現有的國內外相關文獻中是不曾見到的。

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