一種新型注入式混合有源電力濾波器

丁士啟 帥智康 羅 安

（湖南大學電氣與信息工程學院 長沙 410082）

1 引言

注入式混合型有源電力濾波器（Injection Type Hybrid Active Power Filter, IHAPF）兼顧諧波抑制和無功補償功能，由于基波諧振支路的存在有效降低了有源部分的基波分壓，是目前中高壓電網諧波治理和無功補償工程應用中采用較為廣泛的形式。其核心在于采用注入支路實現基波電壓有效分壓，使有源濾波器基本不承受基波電壓和基波電流，從而達到降低有源濾波器容量的目的[1-4]。

然而，在某些變電站及大型的工礦企業的中高壓電網中，都配備相應的無功補償裝置，無功缺口不是很大，但是諧波治理裝置卻很少，諧波并沒有得到有效治理，導致電網的電能質量降低，影響了企業的正常生產，甚至威脅電網的安全穩定運行[5-8]。如果采用注入式結構會出現兩種情況:①注入電容滿足無功補償需要的情況下，電容取值會很小，諧波阻抗增大，諧波電流的注入能力受限；②注入電容滿足諧波注入能力的情況下，電容值會比較大，無功會出現過補現象。同時，在實際的應用中，受基波串聯諧振支路失諧及檢測環節誤差的影響，IHAPF的有源部分與基波諧振支路間會產生基波環流，嚴重時甚至燒毀逆變器。

因此，本文在研究IHAPF基波環流產生機理的基礎上，提出了一種新型注入支路拓撲結構，保留了IHAPF的優點，在保證注入能力的同時，可滿足任意容量的無功補償要求，并在結構上抑制了基波環流的產生，避免了控制失效時事故的發生；建立了新型注入式混合有源電力濾波器（Novel Injection type Hybrid Active Power Filter, NIHAPF）的電氣模型，以此為基礎分析了NIHAPF的濾波原理及注入支路對濾波能力的影響，提供了注入支路參數設計依據；并從基波諧振支路諧波分壓和串聯諧振支路諧波分流兩個方面探討了新型結構的優越性；仿真及實驗結果驗證了本文理論分析的有效性。

2 IHAPF基波環流的產生機理

文獻[9]從控制的角度，分析了當 IHAPF控制系統檢測環節存在誤差時，控制器給定信號中將存在基波成分，導致逆變器與基波諧振支路間產生很大的基波電流，威脅逆變器的安全；并提出IHAPF雙閉環控制策略，提高了 IHAPF有源部分基波阻尼，有效地抑制了檢測環節誤差導致的基波環流，提高了系統的可靠性。但是，該文并未從主電路結構的角度分析基波環流的問題，尤其是當基波諧振支路失諧時，即使采用雙閉環控制策略也難以抑制基波環流的產生。

本文將從結構上分析 IHAPF基波環流的產生機理。

圖1 系統注入支路結構圖Fig.1 System topology of the injection sub-circuit

如圖1所示，在逆變器工作期間，任意時刻都有3個管子導通構成回路，從直流側來看是電壓型逆變器，輸出的是與參考信號成比例的諧波值，沒有基波量；當注入支路的參數確定時，注入支路的基波電流量基本恒定，相當于一個基波電流源。從注入支路來看它相當于一個電流型逆變器，對基波調制時相當于三個升壓斬波電路，也就是常用的PWM整流電路，但是當調制諧波時，雖然還是PWM整流，可輸出變得不確定，會產生很大的基波電流，流經輸出電抗的基波量與系統取值有關。

理想情況下基波諧振支路完全調諧，并忽略基波諧振支路電感的內阻，基波諧振支路在基波頻率下阻抗為零，即 Z2等于零。對于 IHAPF來說，基波諧振支路在基波頻率時可以看成是短路，由于輸出濾波器Lm的存在，系統電壓作用于IHAPF注入支路時產生的基波電流完全由基波諧振支路承擔，其有源逆變部分不承受基波電壓和基波電流。

然而在工程應用中，受制造工藝的限制基波諧振支路參數會存在誤差。因此，Z2在基波頻率處的等效阻抗不為零。假設基波諧振支路偏感性，失諧率為α；基波諧振電感 L1的品質因數為 Q，則在基波頻率處基波諧振支路的等效阻抗為

式中，ω為基波角頻率。

則電網電壓作用于IHAPF注入支路時，產生的流經有源部分的基波電流為

從上式可以看出，當基波諧振支路等效阻抗不為零時，將在IHAPF有源部分與基波諧振支路間形成基波環流。該基波電流的值與基波諧振支路的失諧度以及逆變器輸出濾波電抗器的值有關，一般情況下，為確保逆變器的諧波輸出性能，輸出濾波電抗器取值不會太大，因此，基波環流會比較大，嚴重時會燒壞逆變器的開關管。

3 新型注入式混合型有源電力濾波器結構

為了提高 IHAPF基波串聯諧振支路失諧時系統的可靠性，本文提出了新型注入式混合有源電力濾波器拓撲結構，NIHAPF的系統結構如圖2所示。

圖2中，US為電網電壓，ZS為電網等效阻抗，L1、C1構成基波并聯諧振，L2、C2構成基波串聯諧振，C為直流側電容，L0和C0構成輸出濾波器，用于濾除逆變器輸出的高頻毛刺。NIHAPF系統的有源部分采用IPM模塊構成電壓型逆變器，其無源部分采用單調諧回路。

圖2 新型注入式混合型有源濾波器的拓撲結構Fig.2 Topology of novel injection type hybrid APF

由圖2可以看出，有源部分通過耦合變壓器與由 L2、C2構成的串聯諧振支路并聯再與 L1、C1構成的并聯諧振注入支路串連接入電網。在基波域L1和C1并聯基波諧振對于有源部分相當于開路，在諧波域有源部分只承受 L2和 C2上分到的很小的諧波電壓，從而有效降低有源部分IPM模塊的容量，在很大程度上克服有源電力濾波器的容量限制，更易實現有源電力濾波器的大功率應用，并降低了系統成本。

此結構中，并聯支路和串聯支路組成了雙重保護，當并聯支路完全諧振時，并聯諧振支路承受全部基波電壓，串聯支路中沒有基波電流，有源部分也不會發生基波環流，當并聯支路失諧時，仍可保證并聯諧振支路承受幾乎所有基波電壓；基波電流仍然能夠絕大多數流入串聯諧振支路，從而在更大范圍內保證有源濾波器不承受基波電壓和電流。

綜上所述，NIHAPF利用基波并聯諧振構成了很大的基波阻抗，使基波電壓完全施加在基波并聯諧振電路上，從而使NIHAPF的有源部分僅承受諧波電壓，不承受基波分量。NIHAPF的諧波電流注入部分由于構成了基波并聯諧振，其注入支路不能進行無功補償，因此，NIHAPF更加適用于功率因數高、諧波污染嚴重的冶煉企業，通過適當的調整基波并聯諧振電路的取值，既可保證諧波電流的注入能力。在無功需求較大的場合，可以增加單調諧濾波器，實現大容量無功補償和諧波動態治理。

4 NIHAPF的運行機理研究

4.1 NIHAPF的電氣模型

對上述NIHAPF進行簡化處理[10-14]:假設電網諧波電壓為USh；電網諧波域等效阻抗為ZSh；非線性負載等效為諧波電流源ILh；有源部分被控制為一個理想的諧波電壓源UI；則NIHAPF的諧波域單相電氣模型如圖3所示。

圖3 系統單相等效電路圖Fig.3 Single phase equivalent circuit

從式（4）可以看出，當控制放大倍數 K足夠大時，流入電網的諧波電流將會很小，接近于 0，起到抑制諧波電流的作用；同時可以抑制無源部分與電網阻抗間的并聯諧振。

4.2 新型IHAPF注入支路諧波分壓分析

基波串聯諧振支路諧波分壓不僅對有源部分的器件選型有直接影響，還有可能在基波串聯諧振支路分壓大于直流側電壓的情況下，通過 IGBT續流二極管向直流側反向充電，抬升直流側電壓，對系統穩定造成影響。基波串聯諧振支路的諧波分壓主要來源于兩個方面，一方面是電網諧波電壓在基波諧振支路的分壓，另外一個重要的方面是由于基波環流分壓和注入支路調諧頻率附近的諧波電壓被嚴重放大，造成基波串聯諧振支路諧波含量急劇增加。基波串聯諧振支路諧波分壓大時嚴重影響有源電力濾波系統的整體性能，甚至造成開關管因過流而燒毀的現象。在傳統的IHAPF結構中，通過提高注入支路的諧振頻率理論上可以降低基波諧振支路的諧波分壓，但是，這是以犧牲APF的諧波注入能力為代價的[15]。在實際的運行過程當中，由于電網中含有較高頻率的諧波電壓，即使提高了注入支路的諧振頻率仍然存在諧波放大的現象。

為研究NIHAPF注入支路的基波并聯和基波串聯支路的諧波分壓情況，本節建立了NIHAPF注入支路的諧波分析等效電路，如圖4所示。

圖4 并聯和串聯基波諧振支路諧波分壓等效電路Fig.4 fundamental resonant sub-circuit of the parallel and series

由圖4可知，當諧波次數為n次時，可得到基波并聯支路和串聯支路的阻抗分別為

基波并聯和串聯諧振支路的電壓分壓比和電流分流比分別為

在基波域，當 n=1時，ku=∞，ki=0即 Z2并聯諧振承受所有基波電壓，串聯諧振不承受基波電壓。圖5為利用Matlab仿真軟件對本文提出的新型結構NIHAPF支路的仿真結果，對注入并聯基波諧振支路的阻抗和串聯基波諧振支路的分壓和分流特性進行了頻譜分析。仿真參數見表1。

圖5 NIHAPF結構阻抗特性仿真圖Fig.5 Simulation results of impedance characteristic

表1 仿真參數Tab.1 Parameters of simulation

從圖5中可以看出在諧波域，當f ＞300Hz時，ku＜1即串聯諧振支路的諧波電壓就開始大于并聯支路，隨著n的增大，ku會越來越小，諧波電壓大部分會加到串聯諧振支路；另外，當f =50Hz時，即基波頻率處，基波并聯諧振支路的分壓遠遠大于基波串聯諧振的分壓，即使存在一定的失諧，基波并聯諧振支路仍將承受幾乎所有的基波電壓，從而從結構上避免了基波環流的產生。

表2為利用實驗室HAPF開發平臺獲得的兩種結構的基波諧振支路各次諧波電壓的幅值，采用傳統注入式結構時通過改變注入電容的值分別諧振在3.8次和10次，系統參數如表1所示。濾波系統由實驗室 380V三相交流電源供電，其中諧波電壓主要為3、5、7次，幅值分別為4V、2V和1V。

表2 基波諧振支路諧波分壓實驗結果Tab.2 Experimental results of harmonic voltage supported by fundamental circuits of different topologies

傳統的注入式結構由于諧波電流注入部分為一個電容，隨著頻率的升高其等效阻抗逐漸降低，電網中的諧波電壓幾乎全部降在了基波諧振支路上。并且由于注入電容的取值不能無限制的增大，在低頻段整條注入支路的諧振點處存在諧波電壓放大的現象，大大增大了基波諧振支路承受的諧波電壓值。而本文提出的NIHAPF新型結構，諧波注入部分為一并聯基波諧振支路，由于電感的存在，提高了注入電容值，降低了基波諧振支路的諧波分壓值，還可以避免電網低頻諧波電壓的放大現象。

由表2可以看出，通過減小注入電容的取值，提高注入支路的諧振頻率可以在一定程度上降低基波諧振支路的諧波分壓，但是仍然存在嚴重的諧波放大現象。而NIHAPF的注入支路基本不會發生諧振的情況，因此很好地避免了諧波放大現象，而且還不會產生基波環流，大大降低了基波諧振支路的諧波分壓。

4.3 并聯基波諧振注入支路諧波分流分析

由圖5的頻譜圖可以看出，由于NIHAPF新型結構中的諧波電流注入部分諧振在基波，可以根據實際情況增大注入電容值也不會發生無功過補的情況，對于有源部分發出的諧波電流隨著發出諧波頻率的增大，串聯基波諧振支路的分流會越來越小。由于APF主要補償5次及以上的高次諧波，在APF輸出諧波電壓有限的情況下，能夠獲得很好的諧波電流注入效果。注入支路串聯諧振次數為m時，注入電容對于n次諧波的阻抗為[15]

新型注入結構的注入支路的阻抗為

根據式（9）和式 10）可以看出，傳統注入支路阻抗與m2成正比，隨著諧振次數m的增加，|ZGh|的值急劇增大，嚴重限制了諧波電流的注入能力；新型結構注入支路由于結構特性不會出現低次諧振點，|ZGh|的值只與發出的諧波次數有關，通過增大注入電容值就可以提高諧波電流的注入能力。

5 仿真與實驗結果

為驗證NIHAPF結構在基波環流抑制方面的有效性，分別對傳統IHAPF和新型NIHAPF進行了仿真驗證。負載參數根據某銅冶煉企業 10kV母線實測數據，利用理想電流源模擬。其中，三相電源電壓為10kV，頻率為50Hz；5次、7次、11次和13次諧波電流分別為35.8A、40.9A、45.3A和20.5A。

仿真采用開環仿真和閉環仿真兩種形式，第一組仿真開環控制信號中不包含基波分量，只考慮基波串聯諧振支路失諧的影響；第二組仿真采用閉環控制，同時考慮基波串聯諧振支路失諧和檢測誤差導致控制給定信號存在基波分量的形式，閉環控制采用文獻[9]所述的雙閉環控制策略。

系統主電路參數如表3所示。傳統IHAPF的注入電容的取值根據電網所需補償的無功功率計算獲得；同時，兼顧諧波電流注入比和基波串聯諧振支路的諧波分壓，基波串聯諧振支路電容和電感參數分別為 690μF和 14.7mH，具體設計方法見參考文獻[15]。為確保 IHAPF和 NIHAPF的可比性，NIHAPF的主電路參數與 IHAPF一致，因此，NIHAPF基波并聯諧振支路的電感值為

表3 系統參數Tab.3 Parameters of system

開環控制仿真結果如圖6和圖7所示。

圖6 開環傳統注入式結構逆變器輸出電流Fig.6 Inverter output current and spectrum of the traditional IHAPF with open-loop

圖7 開環新型注入式結構逆變器輸出電流和頻譜Fig.7 Inverter output current and spectrum of the NIHAPF with open-loop

從圖 6a、圖 6b兩個圖對比可以得出，開環控制時，當基波串聯諧振支路參數變化時，對于相同的諧波參考量，逆變器輸出的基波電流不同，從而直觀的說明了基波環流產生的原因。由圖7可以看出，開環控制時，對于相同的諧波參考量和系統參數，NIHAPF系統中的逆變器的輸出只有控制所導致的很少的一部分基波量，改變注入支路的參數對基波量輸出沒有影響；而治理效果取決于注入電流的大小，相同注入電容值時，新型結構的注入效果要好。

閉環控制仿真結果如圖8和圖9所示。

圖8 雙閉環注入式結構逆變器輸出電流和頻譜Fig.8 Inverter output current and spectrum of the traditional IHAPE structure with dual close loop control

圖9 閉環新型注入式結構逆變器輸出電流和頻譜Fig.9 Inverter output current and spectrum of the NIHAPF with close loop control

對比圖8和圖9也可以看出，閉環控制的時候，新型的注入式結構也不會產生基波分量，而傳統的注入式結構除了由于檢測，控制等導致的誤差原因，還有逆變側的基波分流，控制器輸出一個基波頻率的信號，而這個信號由于傳遞函數在基波頻率處很高的增益，將會產生很大的輸出電流，而這個電流信號又無法被輸出電流檢測到，無法進行控制，這等于處于一種失控狀態。這樣的系統是很不穩定的，難以可靠運行。而且，由于無法對逆變器的輸出電流控制，通常會因逆變器過流而燒毀功率器件。新型結構則完全避免了這種情況的發生。

為了進一步驗證本文提出的NIHAPF結構的有效性，搭建了傳統 IHAPF和本文提出的新型NIHAPF實驗平臺，實驗平臺利用380V系統模擬不同結構對基波環流的抑制情況。

由圖10和圖11可以看出，傳統的IHAPF在基波串聯諧振支路失諧時，會在逆變器輸出中引起基波分量；而NIHAPF結構中幾乎不含有基波分量，從而驗證本文理論分析的有效性。

圖10 傳統注入式結構逆變器輸出電流和頻譜圖Fig.10 Inverter output current and spectrum of the traditional structure

圖11 新型注入式結構逆變器輸出電流和頻譜圖Fig.11 Inverter output current and spectrum of the novel structure

6 結論

本文針對傳統注入式混合有源電力濾波設備在實際工程應用中存在的問題和缺陷進行分析，從理論上分析了注入支路基波環流產生的機理，并提出了一種新型注入式混合型有源電力濾波器來解決注入支路基波環流問題，最后通過仿真實驗和物理模擬實驗對其性能進行了驗證，實驗結果表明了該新型結構的有效性和實用性。

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