新型S波段軟件無線電微型測控應答機的實現

袁鐵山，張朝杰，楊偉君，金仲和

(浙江大學微小衛星研究中心，杭州310027)

微小衛星是伴隨著微型計算技術、微機電系統(MEMS)、衛星光學技術等領域的發展而出現的。美國航空航天公司(Aerospace)于1993年最早提出了納衛星(NanoSat)和皮衛星(PicoSat)的概念，其中納衛星的重量在10 kg以下，而皮衛星則在1 kg以下。皮納衛星具有重量輕、體積小、成本低、研制周期短及發射靈活性大的優勢，它們可以按一定的飛行軌跡以分散的星座式結構而構成大的“虛擬衛星”，可廣泛用于遠程通信、導航、氣象學、環境監測及科學實驗等任務。雖然微小衛星技術還處于技術開發和實驗階段，但它的這些優勢決定了其在未來的科學研究和商業應用上都將發揮重要作用[1－3]。

測控應答機是衛星空中收發信號的主信道，地面上行遙控信號的接受和解調、星上遙測數據的下發及衛星運行軌道的測定等功能都由它實現。由于皮衛星體積小、重量輕等自身條件的限制，星載測控應答機須實現小型化、低功耗，而傳統的模擬型測控應答機體積和重量大、功耗高，無法滿足皮衛星的應用需求。

隨著超大規模集成電路技術的發展和數字信號處理能力的不斷進步，星載測控應答機朝著數字化的方向發展[4－7]。根據皮衛星的應用需求，本文設計一種適用于皮衛星的新型S波段微型測控應答機。整機采用軟件無線電的設計思想，并由分頻式數字鎖相環合成各級本振，具有模塊化、靈活性強及簡單可靠等優點。實現的測控應答機達到了小型化、低功耗、高接收靈敏度及動態范圍的目標。

1 皮衛星測控應答機的設計需求

衛星星載測控應答機為星地之間的通信提供了通道，是衛星正常工作的基礎。測控應答機主要是實現地面測控站上行信號的接收與轉發功能，同時具備接收機和發射機的作用[7]。主要功能包括:

(1)接收并解調地面測控站發射的上行遙控信號，同時通過下行轉發信號回傳星上遙測數據;

(2)接收、解調并轉發地面測控站發射的測距信號，配合地面測控站實現測距、測速功能。

在皮衛星當前的應用中，國際上通用的S波段上下行載波相干關系為221/240。星載應答機發回地面測控站的遙測數據采用的是副載波調制的BPSK信號，并調相到下行載波上。而地面測控站發射的遙控信號采用副載波調制的差分BPSK信號，然后再調相到上行載波上。測距方式目前采用側音測距，且上下行都直接調相到相干載波上。同時，皮衛星本身體積小、重量輕的特點對星載測控應答機提出了小型化、低功耗等一系列要求。

近年來，隨著空間技術的不斷發展和空間應用的不斷深入，對應答機遙控遙測速率、測距精度及工作靈敏度會提出新的要求，因此需要不同的調制方式及測距模式。為滿足當前的應用需求及以后的系統升級，本文采用軟件無線電的設計思路，使測控應答機的體系結構具有更好的靈活性和可擴展性。

2 接收機設計

測控應答機是處于空間環境下的特殊通信系統，它與地面之間的遙遠的距離使得地面測控站上發的測控信號在到達衛星接收天線時產生了很大的衰減。此外，皮衛星受體積和功耗限制，其天線增益相對較小，這就要求皮衛星的測控應答機具有較高的接收靈敏度和動態范圍。同時，由于衛星和地面測控站之間的相對運動引起的多普勒頻偏及由星上晶振不穩引起的頻率偏差，使得衛星接收到的載波信號頻率不斷發生變化。在強噪聲背景下接收微弱信號，接收機必須窄帶，而且這個窄帶接收機必須得跟蹤上載波頻率的變化。要具備這樣的功能，本文采用了鎖相環結構的接收機[8－10]。

常用的接收機主要有外差式、零中頻和鏡像抑制等幾種結構[11]。接收機結構的選擇對測控應答機的小型化、模塊化及性能和靈活性起到了至關重要的作用。外差式接收機是當前接收機應用中用得最多的結構。在外差式接收機結構中，接收到的射頻信號通過幾級下變頻被變換到基帶。零中頻接收機也叫直接變頻接收機。與外差式接收機把信號變換到中頻不同的是，零中頻接收機把接收到的信號直接變換到基帶，因此就不存在鏡像頻率問題。而鏡像抑制接收機則通過正交混頻的電路結構來抑制鏡像頻率。

零中頻結構的接收機由于受直流偏差、閃爍噪聲、I/Q不平衡和偶次諧波失真干擾等問題的影響，導致信號信噪比的惡化，從而使接收機靈敏度的下降，并影響遙控信號解調及測距精度。而鏡像抑制結構的接收機由于存在I/Q兩路之間的不平衡及正交本振的不理想，會使鏡像信號抑制度不夠，從而導致動態范圍低，對ADC位數要求高及接收靈敏度下降等問題;而且與外差式接收機相比，鏡像抑制結構的接收機由于需要兩個獨立的支路，其需要的元件數和空間并未減少。因此，在皮衛星應用中，外差式接收機由于其優越的性能及簡潔的結構而成為首要的選擇。

傳統的測控應答機一般采用兩次或三次下變頻結構的外差式接收機，每一次變頻后都有濾波和放大，在提供足夠增益的同時抑制帶外干擾。這種結構的接收機體積和功耗都很大，無法滿足皮衛星的應用需求。隨著數字信號處理技術和超大規模集成電路的發展，軟件無線電的設計思想使得采樣越來越向天線靠近[12]。本文采用了一次下變頻后直接中頻正交欠采樣的外差式軟件無線電接收機結構，如圖1所示。

圖1 外差式中頻欠采樣接收機結構

信號經天線接收及前置濾波、低噪聲放大和帶通濾波后，直接下變頻到中頻。然后經中頻聲表面濾波、中頻放大和自動增益控制處理后，直接中頻正交欠采樣，后續的信號處理在數字器件中實現。中頻處理中的自動增益控制使信號加噪聲的總功率在ADC的輸入端保持恒定，從而將模數轉換的量化噪聲和飽和噪聲降到最小。本文中選擇的中頻和采樣頻率分別為fIF=70 MHz+fd和fs=40 MHz，其中fd為多普勒頻移。經正交欠采樣后，70 MHz的中頻頻率直接下降到了－10 MHz，簡化了后續的數字處理[13]。

本文采用的外差式中頻欠采樣的接收機硬件上所用的元件較少，因此體積可以做得很小，非常適合當前皮衛星的應用。此外，接收機的模擬電路和數字處理之間只通過一路ADC相連，模塊化清晰，利于后續的開發進展。采用大量的數字信號處理不僅能滿足當前殘留載波的遙控調制方式及側音測距模式，也能適應未來更高速率的BPSK或QPSK等調制方式及更高精度的偽碼測距模式，便于系統升級。

3 發射機設計

測控應答機發射機的任務是將基帶信號調制到載波上，并搬移到所需要的發射頻段上，使其具有足夠的發射功率以滿足皮衛星應用的需求。此外，由于在軌測量的需要，測控應答機還需要上、下行載波的頻率相干。載波上、下行頻率的相干對發射機的信號處理及頻率分配有很大影響，這就使得測控應答機的發射機設計有別于普通無線通信中的發射機[14]。

普通的發射機結構大致可以分為兩種[11]，一是直接變換法，即對信號進行調制的同時完成上變頻。二是多步變換法，將調制和上變頻分開，先在較低的中頻頻率上進行調制，再將已調信號上變頻到發射的載頻上。直接變換法雖然結構上簡單，但有個很大的缺陷:由于發射信號是以本振頻率為中心的通帶信號，功率放大或發射后的強信號經泄漏或反射影響本振，從而影響調制度。此外，由于調制是在射頻上進行，正交兩支路間的平衡性很難得到保證。多步變換法則可以明顯地彌補直接變換法的缺點，而且由于調制是在較低的中頻上進行，正交兩支路間的平衡性容易保證，如果調制直接在數字域中進行，兩支路之間的不平衡性就完全不存在了。但這種結構在最后一次變頻后必須采用帶通濾波器濾除混頻產生的另一個無用邊帶，為了達到發射機的性能指標，須選用帶寬相對窄、插入損耗小的聲表面濾波器。

基于直接變換和多步變換的測控應答機發射機結構分別如圖2和圖3所示。圖2結構的發射機又稱基于數字基帶成形和模擬I/Q調制的發射機。在這種結構中，數字處理模塊完成基帶信號成形，模擬模塊產生下行載波并將基帶信號直接調制到載波上。圖3結構的發射機采用了軟件無線電的思想，又稱基于全數字調制和兩次上變頻的測控應答機發射機。在這種結構中，數字處理模塊完成基帶信號成形、載波調制及載波相關轉發，模擬模塊則通過兩次上變頻及帶通濾波把頻譜搬移到發射頻率上。圖2中直接調制發射機的下行載波為滿足與上行載波的相干關系，需要用采樣鎖相環來合成相對應的本振信號，實現難度較大，而全數字調制發射機由于載波上下行相干關系已經直接在數字處理中完成，只需采用普通的分頻式鎖相環來合成本振信號即可。

圖2 基于數字基帶成形和模擬I/Q調制的測控應答機發射機

圖3 基于全數字調制和兩次上變頻的測控應答機發射機

因為本振實現的簡單及靈活性，全數字調制方式的模擬模塊與數字模塊之間的連接更少，有利于測控應答機的小型化和模塊化，方便以后系統的升級。同時，兩次上變頻方式也為數字低中頻和第一級混頻后的中頻頻率選擇提供了更大的靈活性，使得中頻帶通濾波器的選型更加靈活。另外，數字低中頻的頻率可根據實際下行帶寬需要來選擇，從而盡可能地降低全數字調制的處理速率來降低處理功耗。

在數字處理算法上，全數字調制可根據不同的調制方式靈活地設計調制器的算法，尤其在遙測和測距信號同時調制時，從而最大限度地降低所用資源。而模擬I/Q調制方式雖然能通過合成I/Q兩路信號完成任何形式的調制，但在不同的調制方式下，其基帶信號處理可能會變得很復雜。綜上所述，我們采用了全數字調制和兩次上變頻的發射機結構。

4 微型測控應答機的實現

根據前面接收機和發射機的結構設計，基于軟件無線電的微型測控應答機整體結構框圖如圖4所示，原理樣機如圖5所示。

圖4 軟件無線電微型測控應答機結構框圖

圖5 軟件無線電微型測控應答機樣機

其中射頻接收部分采用一次下變頻，把接收到的射頻信號直接變換到中頻，并直接對中頻信號進行帶通欠采樣，由數字平臺進行信號處理。而射頻發射部分采用二次上變頻，由數字平臺產生低中頻全數字調制信號，然后經二次上變頻形成下行發射信號。發射模塊和接收模塊分別處于PCB板的兩側，在空間上予以隔離，尤其是鎖相環模塊等敏感電路遠離PA等大功率器件;同時，在模塊的周圍鋪地框，以增強模塊間的隔離，使接收信號和發射信號互不干擾。數字平臺主要由并行處理功能出色的FPGA承擔，完成上行載波恢復、遙控信號解調、測距信號轉發及下行全數字調制等功能。圖4中所有的本振由分頻式數字鎖相環實現，不僅頻率配置方便靈活，而且產生的諧波及雜散分量都非常小，非常符合皮衛星在功耗、體積及性能上的要求。同時，為保證測控應答機上下行載波相干的關系，本振和數字平臺的頻率參考源由同一個TCXO提供。

由商業器件實現的S波段測控應答機的接收機增益分配如圖6所示。圖中同時列出了各級芯片的增益和噪聲系數。接收機天線接收端的輸入功率范圍為－140 dBm～－50 dBm，在圖中分別用Pmin和Pmax表示最小和最大輸入功率。而熱噪聲是以中頻聲表面濾波器5 MHz帶寬內的功率表示的，圖中以Pnoise表示，常溫下輸入端的熱噪聲為:

式中N0是常溫下基底噪聲功率譜密度，BIF是中頻聲表面濾波器的帶寬。而整機的噪聲系數計算公式為:

式中的NFn和Gn分別為第n級的噪聲系數和增益，從上式中也可以看出系統的噪聲系數主要由第一級放大器的噪聲系數決定。由圖6中所示的各級噪聲系數及增益可求得整機的等效噪聲系數約為NFe=3 dB。經接收機處理后，為使ADC的量化噪聲和飽和噪聲降到最低，由ADC的偏置電壓及信號特性[13]，輸入到ADC的信號加噪聲的總功率保持在－2 dBm左右。發射機DAC輸出到天線的增益分配如圖7所示，輸出功率達到26 dBm。兩級本振信號的頻率可根據中頻濾波器的頻點和帶寬靈活配置。

圖6 接收機增益分配圖

圖7 發射機增益分配圖

實際整個測控應答機已在一塊面積為16.5 cm×10 cm的印制電路板上實現。對接收機中頻AGC輸出頻譜進行觀察，并測試整機接收靈敏度。圖8顯示了輸入信號為－125 dBm時，中心頻率附近10 MHz帶寬內的AGC輸出頻譜。由圖中可見，整個頻帶內的頻譜很干凈，無任何雜散，在－125 dBm輸入信號及1 kHz分辨率帶寬下，信號功率比噪聲大了約13 dB。且在接收機載波環路的帶寬為1 kHz時，實際測得接收靈敏度為－136 dBm，動態范圍大于80 dB。

圖8 輸入信號－125 dBm時的中頻AGC輸出頻譜

同時，測得發射功率約為26 dBm(24.5 dBm+1.5 dB同軸線衰減)，頻譜如圖9所示，10 MHz帶寬內雜散信號抑制度超過50 dBc，已足夠滿足軌道高度小于1 000 km的低軌皮衛星的需求。且在此發射功率下，測得整機的功耗約為4.5 W。

圖9 發射信號頻譜圖

因此，整個基于軟件無線電結構的測控應答機實現了小型化、低功耗、高靈敏度及高動態范圍的目標，且具有模塊化、靈活性強等優點，能滿足皮衛星的各項應用需求。

5 結論

本文設計了一種基于軟件無線電的測控應答機結構。在該結構中采用了中頻欠采樣技術及全數字調制技術，并由分頻式數字鎖相環合成各級本振。最后用商業器件實現了適用于皮衛星的小型化、低功耗、高靈敏度及高動態范圍的新型S波段微型測控應答機。整機具有模塊化、靈活性強及簡單可靠等優點，在滿足當前應用的同時，利于以后系統升級。

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